UPSMOSFET三电平逆变器开关管电压应力分析-solarbe文库

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基金项目深圳市科技研发资金资助项目（ＮＳＫＪ－０５）定稿日期２００８－０３－２５作者简介赵炀（１９８２－），男，湖北人，硕士研究生。研究方向为电力电子与电力传动。１引言如何降低ＵＰＳ高频逆变器中开关管的应力是决定该逆变器设计成败的关键之一。设计三电平逆变器时，开关管的应力相对于该管所能承受的最大电压需留有一定余量，最好小于该管最大电压值的８０％。现有逆变器产品中常用ＩＧＢＴ作为开关元件，相对于ＭＯＳＦＥＴ管而言，其开通速度较慢，反并联二极管反向恢复能力较强，因此工作过程中管应力也比较容易控制，但其损耗较大。为了获得更高的效率，重点讨论了以ＭＯＳＦＥＴ管作为开关管的三电平逆变器应力问题。文献［１］认为，对二极管箝位型三电平逆变器而言，其桥臂内管电压应力较外管更难控制，然而在以ＭＯＳＦＥＴ为开关管的三电平逆变器电路中，却产生了外管应力比内管更高的现象。文中将详细分析该现象产生的原因，最后给出一种简单易行的解决方案，使所有开关管的电压应力均满足要求，并通过实验加以验证。２现象描述在ＵＰＳ三电平逆变器模块中，直流母线电压ＵＢＵＳ＝８００Ｖ，空载情况下，ＶＱ１关断时，ＶＱ３产生电压应力峰值为４６４Ｖ，如图１ａ所示；ＶＱ３关断时，ＶＱ１电压应力峰值为５７５Ｖ，如图１ｂ所示。由图可见，外管应力远大于内管。图１ＶＱ３和ＶＱ１空载应力波形３三电平逆变器电压应力产生机理图２示出三电平逆变器模块的单相拓扑结构及其在３种工作状态下的电流流向图。图３为各开关管驱动波形及工作过程中输出电压ｕｏ与电感电流ｉＬ波形。开关管均采用ＭＯＳＦＥＴ。在三电平电路中，以单相输出电压正半周为例，即ＶＱ２常通，ＶＱ４常断，ＶＱ１，ＶＱ３为互补开关过程。结合ｕｏ与ｉＬ关系，分３种工作状态分析ＶＱ１的应力（虚线圈内），如图４所示。（１）工作状态１当ｕｏ和ｉＬ均为正且电流值较小时，即图３中［ｔ１￣ｔ２］区间。ＶＱ１关断后，ｉＬ由＋ＵＢＵＳ → ＣＶＱ１（ＶＱ１的等效输出电容） → ＶＱ２ → Ｌ续流，等效电路如图２ｂ所示。由于电流值很小，桥臂中点Ｏ点电位ＵＯ降低很慢，尚未由＋ＵＢＵＳ降到Ｎ点电位ＵＮ，死区时间ＵＰＳＭＯＳＦＥＴ三电平逆变器开关管电压应力分析赵炀１，王毅１，夏斌２（１．哈尔滨工业大学深圳研究生院，广东深圳５１８０５５；２．艾默生网络能源有限公司，广东深圳５１８０５７）摘要为了提高ＵＰＳ逆变器的效率，常采用ＭＯＳＦＥＴ代替ＩＧＢＴ作为ＵＰＳ二极管箝位型三电平逆变器的主开关管，由此会使功率管产生较大的电压应力，且出现桥臂外管电压应力大于内管的特殊状况。结合在一台母线电压为８００Ｖ的ＵＰＳ逆变器模块上测得的试验波形，分３种情况详细分析了该现象产生的原因，并有针对性地提出一种简易实用的方法，旨在尽可能地减少损失效率，保证可靠性的前提下，使所有开关管电压应力均满足降额要求。该方案为进一步提高ＵＰＳ三电平逆变器的效率提供了一条可行的途径。关键词逆变器；场效应晶体管；效率／三电平；电压应力中图分类号ＴＭ４６４文献标识码Ａ文章编号１０００－１００Ｘ（２００８）０５－０００１－０２ＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＶｏｌｔａｇｅＳｔｒｅｓｓｉｎＵＰＳＴｈｒｅｅＬｅｖｅｌＩｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＭＯＳＦＥＴＺＨＡＯＹａｎｇ１，ＷＡＮＧＹｉ１，ＸＩＡＢｉｎ２（１．ＨａｒｂｉｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＳｈｅｎｚｈｅｎＧｒａｄｕａｔｅＳｃｈｏｏｌ，Ｓｈｅｎｚｈｅｎ５１８０５５，Ｃｈｉｎａ；２．ＥｍｅｒｓｏｎＮｅｔｗｏｒｋＰｏｗｅｒ，Ｓｈｅｎｚｈｅｎ５１８０５７，Ｃｈｉｎａ）ＡｂｓｔｒａｃｔＴｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａｓｏｌｕｔｉｏｎｔｏｒｅｄｕｃｅｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓａｒｏｓｅｂｙｓｕｂｓｔｉｔｕｔｉｎｇＩＧＢＴｗｉｔｈＭＯＳＦＥＴＥａｓｔｈｅｓｗｉｔｃｈｏｆＵＰＳＴｈｒｅｅＬｅｖｅｒＩｎｖｅｒｔｅｒ，ｗｈｉｃｈｃａｎｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ，ｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓｏｆｅｘｔｅｒｎａｌｓｗｉｔｃｈｉｓｈｉｇｈｅｒｔｈａｎｔｈｅｉｎｔｅｒｎａｌｏｎｅｉｎａＵＰＳｉｎｖｅｒｔｅｒｉｎｔｈｉｓｗａｙ．ＴｈｅｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓｉｓａｎａｌｙｚｅｄａｓｔｈｒｅｅｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｖｅｓｔａｔｅｓｂｙｔｈｅｆｉｇｕｒｅｓｏｂｔａｉｎｅｄｆｒｏｍａＵＰＳｔｈｒｅｅｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈ８００ＶＤＣＢＵＳ，ａｎｄｔｈｅｎｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｓｏｍｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ．Ａｔｌａｓｔａｒｅｌｉａｂｌｅｍｅｔｈｏｄｔｏｓｏｌｖｅｔｈｅｐｒｏｂｌｅｍｗｉｔｈｏｕｔｌｏｓｉｎｇｔｏｏｍｕｃｈｐｏｗｅｒｉｓｐｕｔｆｏｒｗａｒｄ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｉｓｕｓｅｆｕｌｔｏｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆａｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｔＵＰＳｔｈｒｅｅｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｆｉｅｌｄｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ／ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ；ｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓＦｏｕｎｄａｔｉｏｎＰｒｏｊｅｃｔＳｕｐｐｏｒｔｅｂｙＳｈｅｎｚｈｅｎＳｉｅｎｃｅａｎｄＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔＦｕｎｄ（Ｎｏ．ＮＳＫＪ－０５）第４２卷第５期２００８年５月电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２，Ｎｏ．５Ｍａｙ，２００８１第４２卷第５期２００８年５月电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２，Ｎｏ．５Ｍａｙ，２００８就已经结束。此时ＶＱ３开通，ＵＯ由比ＵＮ高的值迅速通过ＶＱ３ → ＶＤ２跃变到ＵＮ，这一跃变过程使ＶＱ１承受较大的电压应力。该过程中死区时间越短，ｉＬ越小，ＶＱ１承受的电压应力越大。图２逆变器单相电路拓扑及电流流向图图３功率管驱动信号及对应ｕｏ和ｉＬ波形如图４ａ所示，ｉＬ＝０．４Ａ，且与ｕｏ方向相同，ＶＱ３开通时，ｕｄｓＶＱ１才建立到了１７０Ｖ，由于ＶＱ３的开通直接跃变到＋ＵＢＵＳ，因此产生了产生较大的电压冲击。图４３种状态下动作开关管ＶＱ１的漏源电压波形（２）工作状态２当ｕｏ和ｉＬ均为正，且电流值较大时，即图３中［ｔ３￣ｔ４］区间。ＶＱ１关断后很短时间内与［ｔ１￣ｔ２］区间相同，ｉＬ由＋ＵＢＵＳ → ＣＶＱ１ → ＶＱ２ → Ｌ续流，此时的等效电路亦如图２ｂ所示。与［ｔ１￣ｔ２］区间过程不同的是，由于ｉＬ较大，ＵＯ在死区时间结束之前降低至ＵＮ，箝位二极管ＶＤ２导通续流。ＶＱ３开通时，ＶＱ１管几乎不受影响。如图４ｂ所示，ｉＬ＝３Ａ且与ｕｏ方向相同时，ＶＱ１从给予关断驱动信号到完全关断ｕｄｓＶＱ１，经过了６１０ｎｓ。此时，ＶＱ３开通信号还未到来。ＶＱ３的开通对ＶＱ１几乎没有影响。（３）工作状态３当ｕｏ与ｉＬ不同向，以ｕｏ为正，ｉＬ为负时为例作以下分析。该过程如图３中［ｔ５￣ｔ６］区间所示。ＶＱ１管关断之前，由于ＭＯＳＦＥＴ管反向导通阻抗远小于其反并联二极管，因此ｉＬ不会流经其反并联二极管，等效电路如图２ｃ所示。ＶＱ１关断后，ｉＬ才换流至反并联二极管，等效电路如图２ｄ所示。ＵＯ依然为＋ＵＢＵＳ。ＶＱ３开通时电流流过ＶＤ２，将ＵＯ迅速拉到ＵＮ，至使ｕｄｓＶＱ１发生大幅跃变。ＶＱ３开通越快，ｉＬ越大，则ＶＱ１反并联二极管反向恢复过程越短，导致ＶＱ１承受的电压应力越大。图４ｃ所示为ｕｏ与ｉＬ方向相反状态，ＶＱ３开通时ｕｄｓＶＱ１跃变幅度最大。由于ＭＯＳＦＥＴ的反向二极管恢复特性较差，导致满载情况下，瞬时电压尖峰最高可达到５９４Ｖ，如图５ａ所示。电压负半周ＶＱ１常开，ＶＱ３常闭，ＶＱ２，ＶＱ４交替开关，工作状态与正半周类似，在此不赘述。ＶＱ１开关时对ＶＱ３的应力亦有影响，但二极管不会象工作状态３那样，出现因突然承受全部－ＵＢＵＳ／２而快速反向恢复的恶劣状态，故不作重点分析。由以上分析可知，ＶＱ１，ＶＱ４的应力之所以会大于ＶＱ２，ＶＱ３的应力，是因为ＭＯＳＦＥＴ管寄生反并联二极管的反向恢复特性较差，在工作状态３下产生过大的电压应力引起的。４电压应力解决方法根据以上分析，降低开关管应力主要针对工作状态３，措施如下 ① 选择反并联二极管恢复性能较好的ＭＯＳＦＥＴ作为外管； ② 使内管开通速度减小为５００ｎｓ，而外管开通速度保持在３００ｎｓ。该方法实现起来较简便，对控制部分的影响小，可靠性高，并能圆满解决应力问题。同时，因为仅仅减缓了内管的开通速度，因此整个逆变模块的效率损失不会很大，完全可通过其他措施加以弥补。５试验结果及分析为了验证对三电平逆变器开关管应力产生机理的分析，利用一台ＵＰＳ逆变器模块作了实验。改进前逆变器模块直流母线电压ＵＢＵＳ＝８００Ｖ；开关管采用６００ＶＭＯＳＦＥＴ，该管成本较低，反并联二极管性能稍差；驱动信号开通时间为３００ｎｓ时，最恶劣情况下的应力波形如图５ａ所示，ＶＱ１的尖峰电压最高可达ｕｄｓＶＱ１＝５９４Ｖ。（下转第４４页）２第４２卷第５期２００８年５月电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２，Ｎｏ．５Ｍａｙ，２００８改进后ＵＰＳ三电平逆变器开关管应力测试环境为ＵＢＵＳ＝８００Ｖ；ＶＱ１，ＶＱ４采用反并联二极管性能较好的６００ＶＭＯＳＦＥＴ，驱动开通时间为３００ｎｓ；ＶＱ２，ＶＱ３采用反并联二极管性能较差，但价格相对便宜的６００ＶＭＯＳＦＥＴ，驱动开通时间为５００ｎｓ。图５ｂ为满载运行时测试波形，ＶＱ１的尖峰电压最高为ｕｄｓＶＱ１＝４７５Ｖ，ＶＱ３的尖峰电压最高为ｕｄｓＶＱ３＝４６３Ｖ。由图可见，大幅降低了ＶＱ１的电压应力。６结束语以ＵＰＳ三电平ＭＯＳＦＥＴ管逆变器模块单相桥臂为例，着重分析了开关管应力产生的详细过程。就各开关管开关时相互影响情况下产生的电压应力而言，因存在二极管反向恢复过程，故这种逆变器外管电压应力状况较之内管更为恶劣。针对该恶劣状况，提出减缓内管驱动信号开通速度，外管采用反并联二极管性能较优越的ＭＯＳＦＥＴ管这一改进方案，使该逆变器在能量损失较小的情况下各管应力均满足要求。依照文中思路设计的ＵＰＳ三电平逆变器模块，其成本较普通ＩＧＢＴ逆变器的低，效率较ＩＧＢＴ逆变器高。因此，这一设计思路对高效率ＵＰＳ系统的设计具有积极的参考意义。参考文献［１］阮新波．三电平直流变换器及其软开关技术［Ｍ］．北京科学出版社，２００６．桥臂中点Ａ的电压ｕＡ采样信号ｕｓ、上、下开关管的栅极信号ｕｇＶＱ２和ｕｇＶＱ３。通过这样的逻辑关系，在上管关断后，由于电流滞后于电压，使得ｕＡ自然下降到较低电压时，才允许下管导通。当下管关断后，ｕＡ自然上升到较高电压时，才允许上管开通。这样就能保证桥臂不出现共通，开关管实现ＺＶＳ，而且当负载进入容性状态时，逆变器将无法启动，从而起到有效的保护作用。图５驱动互锁逻辑信号５实验结果根据上述理论分析制作了一台样机，并进行了实验研究。图６示出实验波形。图６ａ给出逆变桥输出电压即桥臂中点电压ｕＡ和输出电流即电感电流ｉＬ１波形图。由图可见，ｉＬ１波形非常接近正弦波，而且滞后ｕＡ。而ｕＡ的上升沿和下降沿均较缓，说明两开关管均实现了ＺＶＳ。图６ｂ给出负载电阻Ｒ上的输出电压ｕｏ波形。可见，波形较接近正弦波。图６ｃ给出实验测得的ｕｏ与开关频率ｆｓ的对应图。实验结果表明，当ｆｓ从５３５ｋＨｚ下降到４８２ｋＨｚ时，ｕｏ有效值从１１７Ｖ上升到２９５Ｖ。在感应加热电源输出功率约为８００Ｗ，加热时间为２５０ｍｓ，外加压力比较小的情况下，包装纸的粘合效果达到了设计要求。同时该设备在包装厂家作了初步的实际应用，在机械自动化设备操作下，可达到每小时封装３０００包饮料的效果。６结论分析了一种中小功率的感应加热用高频逆变器。该逆变器以半桥电路为核心，开关管可以实现ＺＶＳ，最后用２ｋＷ的实验样机验证了理论分析。实验结果表明，该电源可提供可调的正弦波电压和电流。此外，该设备经过实际使用，性能良好，包装纸的粘合效果达到了设计要求。参考文献［１］吴兆麟，林刚，兰奎．串联逆变式高频感应加热电源［Ｊ］．电力电子技术，１９９４，２８（１）１８－２１．［２］王创社，乐开端．一种高频电磁感应加热封口机电源［Ｊ］．电力电子技术，１９９８，３２（２）９５－９７．［３］汪军，陈辉明．基于ＬＬＣ谐振负载的高频感应加热电源［Ｊ］．电力电子技术，２００５，３９（６）７８－８０．［４］ＳｔｅｉｇｅｒｗａｌｄＲＬ．ＡＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆＨａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒＴｏｐｏｌｏｇｉｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９８８，３（２）１７４－１８２．图５改进前后ＶＱ１，ＶＱ３的电压应力波形（上接第２页）图６实验结果４４