宽输入范围光伏并网逆变器控制方法-solarbe文库

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第 42 卷第 2 期2010 年 4 月南京航空航天大学学报Journal of N anjing U niversity of A eronau tics 2. 上海航锐电源科技公司 , 上海 , 201101 摘要为适应光伏阵列的输出特性 , 光伏并网逆变器通常要具有很宽的直流输入电压范围 , 这使得其系统特性随直流电压的变化而改变 , 导致参数选择及优化设计比较困难。本文研制的单相并网逆变器采用三角载波 P I 控制器进行电流闭环控制 , 直流电压相对于额定电压变化时 , 采用同比改变载波的幅值或者同比改变 P I 控制器的比例、积分系数的方法 , 可使系统传递函数保持固定不变 , 这有利于系统稳定性和优化设计。文中给出了 1 kW 并网逆变器数字控制的设计和实现方法 , 实验结果表明该方法具有良好的稳定性和动态电流跟踪性能。关键词光伏并网逆变器 ; 三角载波调制器 ; P I 控制器 ; 固定环路传递函数 ; 宽直流输入中图分类号 TM 464 文献标识码 A 文章编号 1005 22615 2010 0220140 206收稿日期 2009 203203; 修订日期 2009 211226作者简介相海涛 , 男 , 博士研究生 , 1975 年 6 月生 ; 严仰光联系人 , 男 , 教授 , 博士生导师 , E 2m ail yangguang nuaa.edu. cn。Con trol of Photovolta ic Gr id-Connected Inverter w ith W ide Input RangeX iang H a itao 1, Yan Yang g uang 1, J iang H a ij iang 21. A ero2Pow er Sci2T ech Center , N anjing U niversity of A eronautics 2. ShanghaiA ero2Sharp Techno logies L td. , Shanghai , 201101, Ch ina Abstract T he grid 2connected inverter in a pho tovo ltaic generati on system is often suppo sed to w ork w itha w ide DC input vo ltage range. T he inverter has a varying characteristic w ith the change of the inpu tvo ltage, thu s it is difficu lt to choose the system param eters to keep the system operate in an op tim umm ode. A grid 2connected inverter w ith triangu lar carrier and P I contro ller is researched. B y changing thepeak value of the triangle carrier , o r by changing the p roporti onal and integral param eters of the P I reg2ulato r, the system can keep fixed loop tran sfer functi on w hen the inpu t voltage varies. It benefits thesystem loop stability and the op tim um design of the grid 2connected inverter . T he design and the im p le2m en tation of the discrete 2tim e contro l system of a 1 kW grid connected inverter are given. T he resultshows that the inverter has op tim um stability perfo rm ances and tran sient cu rren t track ing ability .Key words pho tovo ltaic grid 2connected inverter ; triangle carrier m odu lato r; PI contro ller ; fixed looptran sfer functi on; w ideDC inpu t range太阳能并网发电系统中 , 太阳能电池的输出特性随外部环境条件的变化而改变 , 最高工作电压与最低工作电压之比可达 215～ 3 甚至更高 [ 122 ] , 这要求系统中的并网逆变器具有很宽的输入电压范围。单级式并网逆变器 [ 324 ] 只有一级功率变换 , 具有转换效率高的优点。并网逆变器一般采用电流控制 [ 5] , 本文研究基于比例 2积分 P I 控制和单极性电流 SPWM 控制 [ 6 ]的并网逆变器。系统控制特性随光伏阵列工作电压的变化而改变 , 控制系统设计要考虑极端输入电压情况 , 这给优化设计带来较大困难。传统的变参数控制主要思想是在被控对象为非线性或者负载发生突变的情况下 , 固定参数的 P I控制不能适应系统的动态变化 , 其动态稳定性难以实现优化调节。本文将变参数控制思想应用于宽输入范围并网逆变器的控制 , 从系统的稳定性出发 ,根据工况条件直流电压的变化 , 通过改变 PI 控制器的参数或者 SPWM 控制载波的幅值 , 使系统的传递函数在直流电压相对于额定电压变化时保持固定不变 , 使系统在不同工况条件下都能稳定工作 , 不出现振荡 , 提高并网电流波形质量。1 控制方法设计图 1 所示为单级式并网逆变器电路示意图 [ 7 ]。L 为输出滤波电感 , 输出端用升压隔离变压器与电网相连 , 实现电压匹配和电气隔离。 V d 为直流输入电压 ,V s 为变压器原边电压 ,V a 为逆变器输出电压 ,V g 和 I g 分别为电网电压和并网电流 , K 1 为并网开关。图 1 光伏逆变器原理图系统采用 PI 控制器 GV s 和 G i s 分别对直流电压 V d 和电感电流 is 进行闭环控制 , 图 2 所示为控制框图。电压控制器 GV s 的输出为电流给定 i r 的峰值信号 im , kV f和 k if 为电压和电流采样系数。电流控制使电感电流跟踪给定正弦信号的变化 , 向电网送入与电网电压同相位的正弦电流。系统通过调节并网功率电流的大小来调节直流工作电压 , 实现最大功率点跟踪控制 [ 8 ]。直流电压控制器传递函数 GV s 为GV s kpV kiVs 1式中 k pV 为比例系数 , k iV 为积分系数。逆变器输出a 直流输入电压控制图b 并网电流闭环控制图图 2 电压和电流闭环控制结构图电流的有效值 I s 由电流采样系数 k if 和电流峰值给定信号 im 决定 , 有I sim 12 k if2变压器原边电压有效值为 U s,U d 为直流电压V d 的稳态工作点电压 , 并网工作情况下 , 功率因数近似为 1。不计系统损耗 , 逆变器的直流输入、交流输出功率平衡 , 有P g U s I s U d i d 3由式 2, 3 可确定电容输出电流和电压控制器GV s 输出信号 im 之间的关系为k1 i dim U s2 k ifU d4电容电流 i C 和电容电压 V d 参考方向见图 1, iC与 V d 间的关系为G 1 s V d siC s -1sC 5电流闭环控制采用 P I 控制器G i s kp i k iis 6式中 kp i和 k ii分别为控制器的比例、积分系数。逆变器采用单极性脉宽调制方法 [ 9210 ] , 控制器输出信号uC 和三角载波比较得到逆变器开关管的占空比信号。载波信号峰值为 V p, 由 uC 至逆变电压 V a 的传递函数 km 定义为逆变器的增益 [ 10 ] , 有km V a suC s V dVp7图 2 b 中虚线框内为误差信号 e 到逆变器输出电压 V a 的传函 G s , 有G s V a ses kmG i s km kp i s k ii kp is8L 为滤波电感的电感量 , R 为其等效串联电阻 , 被控对象传递函数 G 2 s 为G2 s i s sV L s 1sL R 9电流控制开环传递函数 Go l s 为Gol s kifG sG 2 s km k if kp iL s kii k piss R L 10输出电流 i s s 是系统对于电流给定信号 ir s和扰动信号 V s s 的响应 , 有is s G sG2 s ir s1 kifG sG 2 s- G 2 sV s s1 kifG sG 2 s11电感电流跟踪误差 e s 可表示为141第 2 期相海涛 , 等宽输入范围光伏并网逆变器控制方法es i r s - k if i s s ir s1 k ifG sG2 s kifG2 sV s s1 k ifG sG 2 s 12并网逆变器要向电网送入畸变率很小的正弦波电流 , 式 10 所示的开环传递函数确定了电流环的动态性能。直流工作电压的变化对电流控制环的主要影响 1 直流电压升高时 , 增益变大 , 由式12 可知 , 这使得跟随误差减小 , 扰动信号 V s s 造成的扰动误差也变小 , 反之则电流跟踪误差变大 ;2 系统开环传递函数如式 10 所示 , 由后面的分析可知 , 系统增益随直流电压增加而变得很大 , 会导致稳定性降低 , 直流电压变小 , 则系统增益变小 ,系统的动态性能变差。由电流控制结构图可以看出 , 对于固定的电路参数 L 和 R , 若能使式 8 所示误差信号 es 到逆变器输出电压 V a s 的传递函数 G s 在直流电压 V d相对于额定电压变化时保持固定不变 , 则系统控制框图与额定输入条件下相同 , 系统设计则可不考虑直流输入变化对控制特性的影响。其优点是 1 系统跟踪误差是确定的 , 可以采用前馈控制的办法加以补偿 ; 2 系统的开环传递函数保持固定不变 , 相对稳定性不随直流工作电压的变化而改变。直流电压相对于额定电压变化时 , 若要保持系统传递函数固定不变 , 可以采取两种方法 1 使 PI控制器的比例系数 kp i、积分系数 k ii随直流电压同比改变。例如 , 直流电压变大时 , 如果使 k pi, kii 同比减小 , 可以保持 G s固定不变。 2 根据直流电压来改变三角载波的峰值 V p, 例如直流电压变大时 , 使 V p同比增加 , 反之则使 V p 同比减小。采用这两种方法 , 都可以使系统传递函数不随直流电压的变化而改变。对于直流输入电压而言 , 该方法实质上起到了前馈控制的作用 , 即输入电压的变化尚未导致输出电压 V a 和电感电流 is 发生变化 , 就由该方法产生调节作用。稳态工作时 , 系统传递函数不随直流电压的改变而变化 , 可保持与额定输入条件下相同的工作特性。这样 , 系统设计时可以按照额定工作条件设计系统参数 , 工作电压的变化不会使系统的性能产生大的变化。直流电压环的输出为电流峰值的给定信号 , 与电流环相比 , 直流电压环的带宽要低得多 , 设计较为简单。直流电压控制设计要点 1 稳态误差要小。直流电压环调节光伏阵列的工作电压 , 使其输出最大的功率 , 稳态误差小才可以可靠实现最大功率点跟踪。 2 为避免逆变器输出电流产生畸变和振荡 , 直流电压环截止频率要远低于电网频率。 3 要考虑电压工作范围的影响 , 保证足够的稳定裕度。2 系统参数设计样机的控制系统是基于数字信号处理芯片D SP 的数字控制 ,D SP 根据直流电压的检测结果修改内部寄存器的参数 , 实现变参数控制 , 控制过程由 D SP 控制程序自主实现。系统控制需要对直流母线电压和逆变器输出电流进行检测 , 直流母线电压采用差分放大电路检测 , 如图 3 a 所示 ; 逆变电流采用电流霍尔检测 ; 电压和电流检测结果送给D SP 的模数转换口。逆变器输出电流要跟踪电网电压 , 电网电压经过零比较器得到方波信号 ,D SP根据方波信号的周期和过零点的时刻得到电网电压的频率和相位信息 , 如图 3b 所示。a 直流母线电压检测b 电压过零点检测图 3 母线电压采样和电压过零检测表 1 为并网逆变器参数。三角载波幅值 V p 额定值为 1V 。电网频率为 50 H z, 额定电压为 230 V , 变压器变比为 80∶ 230, 逆变器容量为 110 kW 。电压控制环设计目标带宽不高于 5 H z, 幅值表 1 并网逆变器参数参数名称数值参数名称数值开关频率 kH z 18 kif 01057直流额定电压 V 180 V s V 80输入电压范围 V 120～ 400 V g V 230滤波电容 C Λ F 1 880 L mH 3kV f 01005 R 8 012241 南京航空航天大学学报第 42 卷裕度 10 dB 左右 , 相角裕度大于 50° 。对于式 1 的电压控制器 GV s , 取 kpV 1, kiV 6, 图 4 所示为额定直流电压条件下直流电压控制环的频率特性曲线和阶跃响应。系统具有合适的相对稳定性 , 开环截止频率为 215 H z, 阶跃响应调整时间约为 015 s, 稳态跟踪误差很小。下面对电流环进行设计。逆变器采用数字控制 , 采样、 AD 转换和程序运算需要时间来完成 , 因而数字控制会引入一时间延迟 , 迟滞时间为开关周期的一半 , 延迟环节传递函数可表示为H s e- T ss 2 13式中 T s 为开关周期 , 延时环节引入相角滞后 , 使系统相角裕度变小 , 相对稳定性降低。以 G ′p s 代表被控对象的传递函数 , 包括电流反馈系数 k if、延时环节 H s、逆变器增益 km 和被控对象 G 2 s , 即令G ′p s km k ifG 2 sH s 14a 电压控制环 Bode 图b 电压控制环阶跃响应图 4 电压控制 Bode 图和阶跃响应考虑数字控制的零阶保持环节 , 被控对象在离散时间系统传递函数 Gp z 为Gp z 1 - z - 1Z G′p ss 15将表 1 所示的逆变器额定参数代入式 15 , 可得额定条件下被控对象的传递函数为Gp z 11664z 11659z2 - 01993 5z 16对于式 6 所示的电流控制器 G i s , 取 kpi 3,k ii 4 400。开关频率采样频率 f s 为 18 kH z, 因而取 T s 5515 Λ s。 G i z 为控制器 G i s对应的数字控制传递函数 , 有G i z kpi k ii T s1 - z - 1 3 - 21756z- 11 - z - 1 17图 5 所示为电流控制开环传递函数 G i z Gp z 的伯德图 , 直流电压为 180 V 时相位裕度为5017° , 幅值裕度为 11 dB, 系统具有较好的稳定性。由图 5 可以看出 , 随着直流电压增大 , 系统增益变大 , 幅频曲线向上平移 , 相频曲线保持不变。直流电压 400 V 时幅频曲线比 180 V 时向上平移约 720 lg 400 180 dB, 相位裕度为 2315° , 幅值裕度为 4 dB, 系统相位裕度、幅值裕度变小 , 相对稳定性降低。采用载波幅值 V p 随直流电压 V d 同比改变的方法 , 可保持逆变器增益 km 固定不变 , 从而使式14 所示的被控对象传递函数保持不变 , 系统性能与额定直流电压下相同。图 5 电流控制环 Gp z G i zBode 图3 实验结果图 6 所示为额定条件下电网电压 V g 和并网电流 ig 波形。电网电压 THD 为 112 , 并网电流 THD为 116 , 并网功率为 1 kW 。光伏阵列输出电流 ip 为直流电压环的扰动量 ,图 7 所示为直流电压给定为 195 V , 光伏阵列输入电流 ip 由 119 A 突变为 319A 情况下直流电压和输出电流的响应情况。可见电压控制环在电流扰动情况下功率突变稳态误差很小 , 电流控制也未出现振荡。额定并网功率和电网电压条件下 , 在整个直流输入电压范围内对并网逆变器测试结果表明 , 采用341第 2 期相海涛 , 等宽输入范围光伏并网逆变器控制方法图 6 额定直流输入下实验结果图 7 输入电流阶跃变化下直流电压响应常规的电流控制方式 , 在直流母线电压较低情况下 , 由于逆变器增益较小 , 逆变器输出电流跟踪误差较大 , 电流波形质量较差。而随着直流工作电压的升高 , 电感电流纹波变大 , 电压高于 280 V 后系统开始振荡 , 不能稳定工作。图 8 a 所示为直流电压 320 V 、逆变电流 1215A 时的实验结果 , 通道 1 为电感电流波形 , 通道 2 为低电平时三角载波幅值 V p 为 1 V , km 为 320, 通道 2由低电平变高电平时刻使三角载波幅值 V p 变为1178 V , 使 km 变为额定值 180, 从而使电流控制传递函数与额定直流电压条件下传递函数相同。由实验结果可以看出 , 采用该方法使逆变器能够稳定地工作 , 电感电流不再振荡。系统稳定运行时电网电压 THD 为 118 , 并网电流 THD 为 319。图 8b 所示为直流电压 350 V 下的实验结果。图 8 c所示为 150 V 直流电压下的实验结果。由于直流电压低 , 电流跟踪误差较大 , 采用常规 PI控制 , 电流 THD 为 514 , 而采用变参数控制 , 稳态时电流 THD 为 216 , 电流波形明显改善。实验中电网电压 THD 为 211。实验结果表明 , 直流工作电压变化时 , 采用同比改变 P I 控制器的比例、积分系数的控制方法 , 也a 直流电压 320 V 条件下实验b 直流电压 350 V 条件下实验c 直流电压 150 V 下的实验图 8 V p 随 V d 同比改变实验结果可以取得类似的结果。经过进一步实验 , 采用这两种控制方法 , 在整个直流输入范围内并网系统都可以稳定地工作 , 并网电流畸变较小。4 结束语单级式太阳能并网逆变器要求有很宽的直流输入电压范围 , 这使得系统控制特性存在较大的变化。直流电压升高时 , 系统增益变大 , 相对稳定性变低 , 容易产生振荡 , 直流电压降低时 , 跟踪误差变大 , 系统的优化设计很困难。根据直流电压相对于额定电压的变化 , 对控制参数实时调整 , 可使系统传递函数保持与额定直流441 南京航空航天大学学报第 42 卷电压条件下相同 , 方便系统设计。采用两种方法可以使系统闭环传递函数不随输入电压的变化而改变 , 一种方法使 P I 控制器的比例、积分系数随直流电压的变化而相应同比变化 , 另一方法是同比改变高频载波信号的幅值。实验结果表明 , 所采用控制方法具有较好的效果。参考文献 [ 1 ] M utoh N , O hno M , Inoue T. 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