逆变器基础-solarbe文库

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1 目录一、概述 . 3 1、逆变器的定义 . 3 2、逆变技术的发展趋势 . 4 3、逆变器的主要技术指标 . 5 二、单相电压源逆变器 . 5 1、推挽式逆变电路 . 6 2、半桥式逆变电路 . 7 3、单相全桥逆变电路 . 8 3． 1 移相调压法 9 3． 2 脉宽调节法 . 10 4、单相方波逆变器的输出波形分析 . 11 5、单相全桥正弦波逆变技术 . 13 5． 1 单极性正弦波脉宽调制方式 13 5． 2 双极性正弦波脉宽调制方式 . 16 6、实用电路 . 25 三、三相逆变器 . 26 1、三相电压型逆变器 . 26 1.1 三相电压型方波逆变器 . 27 1.2 三相电压型 SPWM 逆变器基本原理 30 1.3 SPWM 波形生成技术 31 1.4 双极性调制及逆变器输出电压 32 1.5 自然采样法 36 1.6 规则采样法 38 1.7 消除有限次谐波的 PWM 调制方法 39 1.8 过调制问题 41 2、三相电流型逆变器 . 42 四、带高频环节逆变技术 . 45 1、概述 45 2、高频 DC-DC 变换器 45 2.1.不隔离型直流斩波器 . 45 2.1.1 降压斩波电路 . 46 2.2.2 升压斩波电路 54 2.2 隔离型 DC-DC 变换器 . 63 2.2.1 基本电路的动作说明 . 64 2.3 后级 DC-AC 逆变器 . 71 2.3.1 概述 . 71 2.3.2 逆变器的设计规格 72 2.3.3 基于 DSP 逆变器的优势 . 72 2.3.4 DC–DC 推挽变换部分 73 五、逆变器的组合、并联、多重叠加和多电平技术 . 74 1、概述 74 2 1.1 逆变器的组合 . 74 1.2 逆变器的并联 83 1.2.1 概述 83 1.2.2 并联技术的现状 84 1.2.3 并联逆变的关键技术均流和同步 94 1.3 逆变器的多重叠加 . 96 1.3.1 单相串联多重叠加技术 96 1.3.2 三相逆变器的多重叠加技术 107 1.4 逆变器的多电平变换技术 . 114 1.5 二极管箝位型三电平变换 . 114 1.6 二极管箝位型五电平变换 . 119 六、并网型逆变技术 . 123 1、光伏并网逆变技术 . 123 1.1 引言 . 123 1.2 小型光伏电路 124 1.3 正弦波电压的实现 124 1.4 大型光伏并网发电技术 127 2、风机并网发电技术 . 128 2.1 概述 . 128 2.2 变速风力发电机组中的逆变器 131 附参考文献 3 逆变器一、概述逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机交流发电机的旋转方式逆变技术，发展到二十世纪六、七十年代的晶闸管逆变技术，而二十一世纪的逆变技术多数采用了 MOSFET、 IGBT、 GTO、 IGCT、 MCT 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（ DSP）控制。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋须怀疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。 1、逆变器的定义逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用，把直流电能转变成交流电能的一种变换装置，是整流变换的逆过程。逆变器及逆变技术按输出波型，主电路拓朴结构、输出相数等方式来分类，有多种逆变器，具体如下单项逆变器三相逆变器多项逆变器（按输出交流电相数分类）方波逆变器正弦波逆变器（按输出电压波形分类）阶梯波逆变器 4 2、逆变技术的发展趋势逆变技术的原理早在 1931年就有人研究过，从 1948年美国西屋电气公司研制出第一台 3KHZ感应加热逆变器至今已有近 60年历史了，而晶闸管 SCR的诞生为正弦波逆变器的发展创造了条件，到了 20世纪 70年代，可关断晶闸管（ GTO）、电力晶体管（ BJT）的问世使得逆变技术得到发展应用。到了 20 世纪 80 年代，功率场效应管（ MOSFET）、绝缘栅极晶体管（ IGBT）、 MOS 控制晶闸管（ MCT）以及静电感应功率器件的诞生为逆变器向大容量方向发展奠定了基础，因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化，大容量化创造了条件。进入 80 年代后，逆变技术从应用低速器件、低开关频率逐渐向采用高速器件，提高开关频率方向发展。逆变器的体积进一步减小，逆变效率进一步提高，正弦波逆变器的品质指标也得到很大提高。另一方面，微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，传统的逆变技术需（按输入直流电源性质分类）电压源型逆变器电流源型逆变器推挽逆变器半桥逆变器（按主电路拓朴结构分类）全桥逆变器（按功率流动方向分类）单向逆变器双向逆变器（按负载是否有源分类）有源逆变器无源逆变器低频逆变器工频逆变器（按输出交流电的频率分类）中频逆变器高频逆变器（按直流环节特性分类）低频环节逆变器高频环节逆变器 5 要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成，随着逆变技术复杂程度的增加，所需处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从 8位的带有 PWM口的微处理器到 16位单片机，发展到今天的 32位 DSP器件，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等在逆变领域得到了较好的应用。总之，逆变技术的发展是随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展而发展，进入二十一世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展。 3、逆变器的主要技术指标逆变器有许多重要指标，介绍如下 1额定容量 2额定功率 3输出功率因数 4逆变效率 5额定输入电压、电流 6额定输出电压、电流 7电压调整率 8负载调整率 9谐波因数 10）总谐波畸变率 11）畸变因数 12）峰值子数二、单相电压源逆变器电压源逆变器是按照控制电压的方式将直流电能转变为交流电能，是逆变技术中最为常见和简单的一种，下面从单相电压源逆变器入手，并由浅入深。要从一个直流电源中获取交流电能，有多种方式，但至少应使用两个功率开关元件，单相逆变器有推挽式、半桥式、全桥式三种电路拓朴结构，如果每半个工频周期内只输 6 出一个脉冲，我们称其为方波逆变器，如果每半个周期内有多个脉宽组成，并且脉冲宽度符合正弦波调制（ SPWM）规律，则称其为正弦波脉宽调制输出。方波逆变技术实质上是一个单脉冲调制技术，下面介绍其工作原理。 1、推挽式逆变电路图 2-1是单相推挽式逆变器的拓朴结构，该电路由两只共负极的功率开关 0 图 2-1 推挽电路拓扑结构直流电源元件和一个初级带有中心抽头的升压变压器组成，若交流负载为纯阻性负载，当 t1≤ t ≤ t2时 VT1功率管加上栅极驱动信号 Ug1， VT1导通， VT2截止，变压器输出端感应出正电压；当 t3≤ t≤ t4时， VT2功率管加上栅极驱动信号 Ug2， VT2导通， VT1截止，变压器输出端感应出负电压，波形如图 2-2所示，若负载为感性负载，则变压器内的电流波形连续，输出电压、电流波形如图 2-2 推挽电路波形 7 I0 0U 图 2-3 推挽电路感性负载波形图 2-3 所示，推挽逆变器的输出只有两种状态 V0 和 -V0 ，实质上是双极性调制，通过调节 VT1和 VT2的占空比来调节输出电压。推挽式方波逆变器的电路拓朴结构简单，两个功率管可共地驱动，但功率管承受开关电压为 2倍的直流电压，因此适合应用于直流母线电压较低的场合。另外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。 2、半桥式逆变电路半桥式逆变电路的拓朴结构如图 2-4所示，两只串联电容的中点作为参考点， _ 图 2-4 半桥电路拓朴结构 8 当开关元件 VT1导通时，电容 C1上的能量释放到负载 RL 上，而当 VT2导通时，电容 C2上的能量释放到负载 RL 上， VT1和 VT2轮流导通时在负载两端获得了交流电能，半桥逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压 Ud，由于电容 C1和 C2两端的电压均为 Ud/2（假设 C1C2），因此功率元件 VT1和 VT2承受的电流为 2Id。实质上单相半桥电路和前一节讨论的单相推挽电路在电路结构上是对偶的，读者可自行分析半桥电路的工作过程。半桥型逆变电路结构简单，由于两只串联电容的作用，不会产生磁偏或直流分量，非常适合后级带动变压器负载，当该电路工作在工频（ 50或者 60HZ）时，电容必须选取较大的容量，使电路的成本上升，因此该电路主要用于高频逆变场合。 3、单相全桥逆变电路单相全桥逆变电路也称 “ H桥 ” 电路，其电路拓朴结构如图 2-5所示，由两个半桥 0 4 3 21 3 2 4 1 图 2-5单相全桥电路拓朴结构电路组成，以 1800 方波为例说明单相全桥电路的工作原理，功率开关元件 Q1与 Q4互补， Q2与 Q3互补，当 Q1与 Q3同时导通时，负载电压 U0 Ud；当 Q2 与 Q4 同时悼通时，负载两端 U0 -Ud， Q1 Q3 和 Q2 Q4 轮流导通，负载两端就得到交流电能。 9 D 1D42Q QD2 D Q1 3Q D2 1D dV 0uQ31Q L φ I 图 2-6 全桥输出电压、电流波形假设负载具有一定电感，即负载电流落后与电压 角度，在 Q1Q3 功率管栅极加上驱动信号时，由于电流的带后，此时 D1 D3 仍处于导通续流阶段，当经过 y电角度时，电流过零，电源向负载输送有功功率，同样当 Q2 Q4 加上栅极驱动信号时 D2D4 仍处于续流状态，此时能量从负载馈送回直流侧，再经过 y电角度后， Q2 Q4 才真正流过电流。单相全桥电路上述工作状况下 Q1Q3 和 Q2Q4 分别工作半个周期，其输出电压波形为 180 度的方波，事实上这种控制方式并不实用，因为在实际的逆变电源中输出电压是需要可以控制和调节的，下面介绍输出电压的调节方法移相调压法和脉宽调压法。 3． 1 移相调压法图 2-7为移相控制原理， Q1 Q4 互锁， Q2 Q3 互锁，且均为 180℃ 方波信号，但 Q1 Q4 桥臂所加的方波与 Q2 Q3 桥臂所加的方波相位错开 角度， 10 图 2-7 移相控制原理假设负载功率因数在（ 0 1）之间，且电流滞后于电压某一角度，则移相电路可分为 6个不同的工作时间段第一时段有功输出模式，输出电压电流均为正 Q1 Q3 导通第二时段续流模式，电压为零但电流为正 Q1 Q2 导通第三时段回馈模式，电压为负但电流为正 D2D4 导通第四时段有功输出模式，电压为负电流为负 Q2 Q4 导通第五时段续流模式，电压为零但电流为负 Q4 D3 导通第六时段回馈模式，电压为正但电流为负 D1D3 导通采用移相控制方式调节输出电压只需调节相移角 y即可，由于四个功率开关元件和四个续流二极管轮流对称工作，因此每个器件所承受的应力对称相等，对延长器件寿命有利。 3． 2 脉宽调节法脉宽调节的控制波形如图 2-8所示，用一个幅值为 Ur的直流参考电平与幅值为 Uc 11 图 2-8 脉宽调节的控制波形的三角波载波信号进行比较，得到 Q1 Q3 和 Q2Q4 的基极驱动信号，其中 Q1 和 Q4 互补。当 Uc在 0～ 1范围内变化时，脉冲宽度可在 0～ 1800 范围内变化，从而改变输出电压 Uo。图 2-8 所示的控制方式中 “ H 桥 ” 斜对角的功率开关同时导通和关断，四个功率开关在      22,0  区间，      22,22  区间，       2, 22 区间均不导通，在这种情况下若负载功率因数在（ 01）之间，续流二极管将完成部分能量从负载回馈至直流侧的作用，这种工作方式中输出只有 1、 -1两种状态，我们称之为双极性调制；与之相反的单极性调制法是保证输出具有 1、 0、 -1三种状态，该方法将在后续章节中讨论。 4、单相方波逆变器的输出波形分析推挽式、半桥式、全桥式逆变器输出的方波或矩形波，如图 2-9所示。图 2-9 矩形波形 a）脉宽为 1800 b脉宽为（ 1800 -y） 12 图 2-9a所示方波的傅里叶级数展开式为 sin/4 5,3,1 12 2 tnn NNUtu n i      （ 2-1）式中 iU 推挽式方波逆变器一次测单个绕组上的电压； 1N 推挽式方波逆变器一次测两个相同的绕组匝数； 2N 推挽式方波逆变器二次测绕组匝数方波中含有幅值为 4UiN2I（ N1π ）的基波分量外，还含有较大的低次谐波（ 3， 5， 7， 9 次）分量。该方波输出电压的有效值为 12 22/ 0 1202 //2 0 NNUtdNNUTU iT i   （ 2-2）其基波分量的有效值为 1212 12 21 /9.0/ 22 2 /4 NNUNNUNNUU ii i   （ 2-3）方波输出电压的畸变率 THD为 48/9.0 /9.0/2 2 12 2 12 2 12 21 2    NNU NNUNNU U nUTHD i iin （ 2-4）脉宽为  1800 -2的矩形波，如图 2-9b所示，输出电压的傅里叶级数展开式为 sin2sin1/4 sincos/4 2 1 .5,3,1 12 .5,3,1 12 2 tnnn NNU tnnn NNUtu n n i n i           （ 2-5）该矩形波同样只含有各奇次谐波，并且基波及谐波的幅值随脉宽变化，当脉宽等于 1200 时， 3次及 3倍数次谐波等于零。由图 2-9b可知，脉宽  与调制度 m有关，即  m （ 2-6）式中  脉宽 m 调制度输出电压的有效值为 13 12 22/ 2/ 122 //1 NNUtdNNUU ii        （ 2-7）由式（ 2-4）、（ 2-5）、（ 2-6）可知， n次谐波的含量 U2n /（ Ui N2 /N1）、总的谐波畸变度 THD与调制度 m的关系，如图 2-10所示。矩形波的 THD随脉宽变化，即使脉宽为 1200 时， THD仍有 30。图 2-10矩形波的 n次谐波含量、总谐波畸变度与调制度的关系 5、单相全桥正弦波逆变技术前面所述的方波逆变电路虽然结构简单，但输出的电能质量较差，谐波分量大，随着功率器件的发展，正弦波脉宽调制（ SPWM）技术得到了广泛的应用， SPWM控制是在逆变器输出交流电能的一个周期内，将直流电能斩成幅值相等而宽度根据正弦规律变化的脉冲序列，该脉冲序列的宽度是随正弦波幅值变化的离散脉冲，经过滤波后得到正弦波交流电能。正弦波脉宽调制分为单极性调制和双极性调制两种方式，下面分别介绍其工作原理。 5． 1 单极性正弦波脉宽调制方式用幅值为 rU 的参考正弦波 rU 与幅值为 cU 、频率为 cf 的三角波 cu 比较，产生功率开关驱动信号。单极性正弦脉宽调制原理波形如图 2-11 所示，图 2-11a 是用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波相交产生功率开关驱动信号；图 2-11b是用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截、再通过倒相得到功率开关驱动信号，或直接用参考正弦波与单向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。 14 图 2-11 单极性正弦脉宽调制 SPWM原理波形 a双向三角形载波图 2-11单极性正弦脉宽调制 SPWM原理波形（续） b 单向三角形载波参考波频率 rf 决定了输出频率 0f ，每半周期的脉冲数决定于载波频率 cf 。 15 通过改变参考正弦波幅值改变调制度，输出电压峰值由 0变到 12 / NNUi 。如果第 j 个脉冲宽度为 j ，则由式 2 / / 2 2 2 1 / / 2 1 2 / 2 p orms i ip Np pU U N N d t U N            可以得到输出电压有效值为    p i j iorms UN NU 11 2   （ 2-8）式中 p 每半周期的脉冲数； j 第 j 个脉冲宽度由式 2 1 1 4 / sin cos 2 2 p i n j U N N nA n j n             式 2 1 1 4 / sin sin 2 2 p i n j U N N nB n j n             可计算输出电压的傅里叶级数的系数为     p j jjj i n nnn NNUA 1 12 sinsin/2   （ 2-9）     p j jjj i n nnn NNUB 1 12 coscos/2   （ 2-10）式中 j 第 j 个脉冲的起始角； j 第 j 个脉冲宽度以半个周期内有 5 个调制脉冲为例，单极性正弦脉宽调制谐波含量、 THD 与调制度的关系，如图 2-12 所示范，其 THD 明显比多脉宽调制低。这类调制方法消除了所有低于或等于 2 p -1次谐波， 5p 时最低次谐波为 9次。 16 图 2-12 单极性正弦脉宽调制谐波含量、 THD 与调制度的关系 5． 2 双极性正弦波脉宽调制方式双极性正弦脉宽调制原理如图 2-13所示。输出电压 0 tu 波形在 0～ 2 区间中心对称、在 0～  区间轴对称，其傅里叶级数展开式为 tnBtu n n sin .5,3,1 0     （ 2-11）式（ 2-11）中 sin2 0 0 tntuBn   。输出电压 0 tu 是幅值为 12 / NNUi 、频率为 0f 的方波与幅值 2 12 / NNUi 、频率为 cf 的负脉冲序列（起点和终点分别为 1 、 2 、、 12 p 、 p2 ）的叠加。因此                  P j jj i n nnNn NUttdnNNUi ttdnNNUittdnNNUittdnNNUiB p p 1 212 1 2 1 2 0 1 2 1 2 1 2 coscos14sin2 sin2sin2sin2 2 12 2 1 4 3          17 （ 2-12）输出电压为 tnnnNn NUtu p j jj n i   sincoscos1 4 1 212 .5,3,1 1 2 0           （ 2-13）输出电压基波分量 01 tu 为 tnnNNUtu P j jj i   sincoscos1 4 1 212 1 2 01         （ 2-14）图 2-13 双极性正弦脉宽调制波形输出电压谐波含量与调制度的关系如图 2-14 所示。 18 图 2-14 输出电压谐波含量与调制度的关系 5． 3 SPWM逆变器调压性能分析 SPWM 逆变器的调压性能是指采用 PWM 控制时逆变器输出基波电压的调节范围、线性度和电压利用率。由上述分析可知（ 1）输出电压的基波幅值 mU01 随调制度 m的变化连续可调，载波比 k较高时， mU01 与 m间有线性关系，且与 k值无关；（ 2）当 k值较低时，调压线性度变差。上述现象可从图 2-15所示的电压频谱图得到解释，整个频谱包含三种谐波幅值（ 1）基波幅值 mU01 在 k值较高时由 m值决定，其频率 02 f  取决于调制信号 ru 的重复频率；（ 2）与载波频率 c 成整数倍的各点 .321 、、 nn c 形成中心频率，与此频率相对应的谐波幅值较大，其大小随 m值增大而增大；（ 3）以 cn 为中心组成各个边频谐波幅值衰减的频带，边频带中相邻两次谐波的频差为 0 ，如 k9 时输出电压所包含的谐波为 7、 9、 11、 17、 19 （偶次谐波为零）。 19 图 2-15 正弦脉宽调制输出电压频谱频率是最低的一个频带，其中心频率为 c ，中心频率与基频相距为 01 k 。由于边频谐波幅值自中心频率向两侧衰减，因此 k 值较高时相当于 c 远离 0 ，边频谐波幅值在接近 0 以前衰减为零，无混叠现象产生，基波幅值完全由 m 值控制并呈良好线性关系。相反的， k 值较低时， c 接近与 0 ，这时将产生混叠现象，尤其是 m 值较高时边频谐波较高，下边频谐波在 0 位置尚未衰减为零，即基波幅值将在原 mU01 的基础上叠加一个边频分量，这就破坏了基波幅值随 m线性变化的关系，导致 m值越高向上偏离值越大的现象。此外， k值越高，输出电压中所包含幅值较高的低次谐波次数便越高。 5． 4．实用的逆变电源的设计上一节介绍了 SPWM 脉宽调制波形的发生，在实际设计逆变电源时，仅仅能够产生脉冲宽度是远远不够的，一个品种的逆变器设计、研发过程是非常复杂的，一般要经过下面的程序 20 下面以一台 48Vdc逆变为 220Vac,容量为 2KVA 的逆变器的设计制造过程为例，说明其过程。要研制一台上述规格的逆变器，首先要明确用户的需要，以用户为通信行业为例，我们首先要满足通信行业的相关标准，如 YDT777-1999 通信用逆变器用户的需要国家国际标准的满足产品性能定位产品设计输入确定直流母线电压确定输出电压和功率确定主电路的拓朴结构微处理器选型控制方案确定、各元件参数选取辅助电源、接口电路设计 PCB 制作，外协零部件制造样机制造样机测试结束样机合格 NO YES 21 GB/T17626 电磁兼容系列标准（等同于 IEC61000） IEC61024 建筑物的雷电防护然后按照用户的要求和对产品本身性能的定位确定设计任务书。上述案例要求将直流 48V 转变成交流 220V，按两倍直流母线电压选择余量，则应选取 100V 电压等级的功率器件，一般在低压时应选取功率 MOSFET；对电流额定值的选取，一般应选择 3倍余量，若逆变效率为 85，允许的直流最低电压为 42V，允许过载能力为 120，则直流电流的最大值为 671208542 102 3 Av w  ，再考虑 3倍的电流余量，应选择 200A的功率 MOSFET。那是否有正好适合的 100V， 200A 的功率 MOSFET 呢查阅相关资料后可知 IXYS 公司的 “ HIPERFET” Power MOSFET，型号为 IXFN230N10比较适合。其参数如下 ID230A， RDS （ on） 0.006Ω ,QGon690nc,封装形式为 ISOPLUS227。选择了主功率器件后若采用工频逆变技术，应设计主变压器，其设计首先应选择逆变变压器的效率指标、变比、和漏抗三个重要的数据，总效率为逆变桥效率变压器效率滤波器效率，一般要求变压器效率在 95以上，最好采用冷轧型簿型硅钢片，至于匝比，应考虑直流允许范围及输出电压精度两个重要指标，也就是应在最严重工况，如输入为 42Vdc，输出功率为 2KVA时，应保证输出电压仍在 220V允许波动范围以内。输出滤波器的设计，是逆变器设计的一个重点，通常采用常 K型 Γ 型低通滤波器，常 K 型 Γ 型低通滤波器如图 2-16 所示。串臂阻抗 1Z 与并臂阻抗 2Z 的乘积 KCLCjLjZZ ff  //1 1121  ，一旦 Lf、 Cf值确定后， K为常数、不随频率变化，故称为常 K型 Γ 型低通滤波器。由于 ff CL / 具有阻抗平方量纲，故常数 K也可用滤波器的另一重要参数 R表示，即 2/ RKCL ff  （ 2-15）式中 fL 滤波电感； fC 滤波电容 ff CLR / （ 2-16）式中 R 标称特性阻抗 22 图 2-16常 K型 Γ 型低通滤波器四端网络在输入端、输出端均处于阻抗匹配时工作最好，图 19-8 所示的四端网络的输入端、输出端特性阻抗分别为 ffffffc CLRCLCLZZZZZ 22 21211 11//1   （ 2-17） ffffffc CLRCLCLZZZZZ 22 21212 1/1///1   （ 2-18）式中 1Z 串臂阻抗； 2Z 并臂阻抗当 0 时， ffcc CLZZ /21  ，故 R 是频率为零时的特性阻抗，称之为标称特性阻抗。 Γ 型滤波器的传通条件为 0/1 21  ZZ ，即 0/1 2  RLj f ，故可得 RL f 0 （ 2-19）当 01  fLZ  时， 必定为零，此为通频带的最低角频率；当  fLZ 1 R 时，则 cfLR   / ，此为通频带的最高角频率，即滤波器截止频率。因 fffc CLLR /1/  ，可得滤波器的截止频率 cf 为 2/12/ fffc CLLRf   （ 2-20）因此，当 cff 0 时， Γ 型滤波器的衰耗为零；当 cff  时， Γ 型滤波器开始有衰耗，其衰耗频率特性如图 2-16 所示。图中， 21 /1 UUnb  为对称四端网络的衰耗常数。通带内的衰耗为零，因为这时的 Zc1、 Zc2 均为纯电阻，只有滤波器的阻抗相当于电阻时，它才能从输入端吸收能量，而当滤波器元件没有损耗时，能量才能完整地送入负载中，因此衰耗可为零；在阻带中，特性阻抗具有电抗性质，滤波器从电源吸收的能量将部分返回电源，负载只能部分得到电源供给的能量，呈现出甚大的衰耗。 23 图 2-17 常 K型 Γ 型滤波器的衰耗特性对称四端网络的衰耗常数还可表示为 //11/1 212121 ZZZZnUUnb  （ 2-21）若 b 用双曲线函数 2/ bb eechb  表示，令 cff / 为无量纲频率或通用频率，将 fLjZ 1 、 /12 fCjZ  和式（ 2-20）代入式（ 2-21），可得阻带衰耗公式为   ccff ffCLZZchb /// 21 （ 2-22）式中  通用频率 cf 滤波器的截止频率 fL 与 fC 的确定由式（ 2-20）可得 2/ cf fRL  （ 2-23） 2/12// 2 RfRLfLRLC cfcfff   （ 2-24） fL 与 fC 的值取决 cf 与 R的选择。若最低次谐波为 11 次，理论上可将 cf 定在 11 次谐波频率左右，从而只需很小的 Lf与 Cf 值。然而，最低次谐波的理论计算值只能作为参考；由于变压器绕制的偏差、功率晶体管动态压降或饱和压降不一致以及各种非线性因素，实际电路中往往具有较高的二次与三次谐波电压，故实际滤波器 cf 的选取有时要低到三次或二次谐波频率才能得到较好的正弦波形。这要根据器件与工艺水平的实际情况来选定。当输出电压基波频率为 50HZ时， cf 通常选在 100～ 400HZ 左右。显然， cf 选得低， Lf与 Cf 值将增大，成本将增 24 加；但由图 2-16可知，若 cf 低，谐波频率处的衰耗将增大，可得到较好的正弦波。由式（ 2-17）、（ 2-18）、（ 2-22）可得 22 1 11   RCLZ ffc （ 2-25） 22 2 1/1/   RCLRZ ffc （ 2-26）由式（ 2-25）、（ 2-26）可得， 1cZ 、 2cZ 与频率 的关系入图 19-10 所示。需要关心的是通带内（ 0～ c 区间） cZ 的变化。在通带内，只有当负载电阻 RL 等于特性阻抗（电阻性）时才能使衰耗真正为零。然而，由图 19-10 可看出， cZ 在通带内并不是常数，故 RL 需取某一合适值，使其在通带内与 cZ 的正负偏差适中，滤波器才能传送较多的有功功率，而回馈至逆变器的无功功率较少。在 Γ 型滤波器中， RL与 2cZ 端相接，设 RL 在 2cZ 曲线上的位置适中，如图所示。由图可得 R（ 0.5～ 0.8） RL （ 2-27）式中 RL 负载电阻图 2-18 cZ 与频率 的关系当逆变器的输出功率和输出电压已知时， RL 就是已知量，则滤波器的标称特性阻抗 R即可选定，将其代入式（ 2-23）、（ 2-24）中，即可决定 Lf、 Cf 值。 25 谐波含量的计算常 K型 Γ 型低通滤波器对各次谐波的衰减已由式（ 2-22）决定，当 cf 选定后即可进行计算。例如， cf 选定为三次谐波，欲求 f 11 次、 13 次、 23 次和 25次谐波的衰减值，则可由 3/253/233/11/ 、、 cffchb 和双曲线函数表求出 b值。若最后的结果还嫌谐波过大，则可将 cf 定在 2.5 次谐波上，甚至更低些，直至谐波含量满足要求。微处理器的选型也是逆变器设计的另一个重点，一般应选择带有多个 PWM口的微处理器，可供选择的微处理器如下表制造商型号说明 Microchip PIC16C73 两路 PWM口，价格低廉摩托罗拉 68HC16 两路 PWM口，价格低， 10 位 A/D转换富士通 MB90260 电机控制专用，价格低廉，使用方便 NEC公司 PD78366 6通道 PWM功能，内部 ROM 48KB 日立公司 SH7034 快速 A/D转换， 6通道 PWM， 2通道串口三菱公司 M37704/M37705 16 位，除波形生成功能外，采用 RISC 精简指令，运算速度快 INTEL公司 8XC196MC 32位加减运算， 8通道 PWM，指令丰富，价格较高另外，随着微电子技术的发展，最新的逆变技术开始采用数字信号处理器（ DSP）来完成，专用的 DSP有下列型号可供选择制造商型号说明德州仪器公司 TMS320C24X 是较早推出的专门用于电机控制和电源变换的处理器，具有 12 位 A/D 转换功能，专用 PWM 口，指令单周期 50ns，并具有多个串口和 CAN通讯功能，是较为普及的 DSP器件。摩托罗拉公司 M586XX 12位 A/D转换，多路 PWM口， CAN2.0通讯等 Microchip公司 DSPIC30 24 位令指， 40M 外部时钟， 8 路 PWM 输出加大的通讯功能， 4KB片内 EEPROM，价格低廉 AD公司 ADSP-219XX 160M时钟频率，内置 1.0基准， 14位 A/D转换， 32位编码输入，功能最强大，但价格昂贵 6、实用电路上面各小节介绍了单相逆变器的原理、设计、研发和常器件，下面以 48V， 2KVA逆变器为例说明各个部分的特点和功能，图 2-19为一个实际的逆变电源， F1、 L1、 C1 26 5V 3.3V 5V Q3 Q2 Q4 Q1 C1 C2 T1L2L1 F2F1 检测接口显示、键盘、通讯 C8051 TMS320C2407 开关电源 - 48VAC TLP250开关电源组成了直流平波及反灌杂音滤波电路， Q1Q2Q3Q4为功率场效应管， L2、 C2为交流输出滤波器， T1为 2.2KVA高效变压器， F2为输出 EMI滤波器，开关电源由直流 48Vdc变换成多路隔离电源，有三路 15V 供给功率 MOSFET 驱动电路， 3.3V 供给数字信号处理器 TMS320C2407， 5V 供给显示及键盘管理电路，另需供给传