光伏逆变器回路图的副本-solarbe文库

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光伏控制器／逆变器序号获证企业获证项目１北京科诺伟业科技有限公司户用光伏控制逆变一体机２深圳市能联电子有限公司控制器 /逆变器３北京哈博工贸有限公司太阳能光伏电源系统用控制器４西藏华冠科技股份有限公司太阳能光伏控制 -逆变一体化电源５合肥阳光电源有限公司太阳能光伏电源系统用控制器６北京桑普光电技术有限公司太阳能用户电源一体机表 5 合肥阳光电源公司两种典型逆变器的性能指标型号 SG2K5TL SG10K3相数单相 3 相隔离方式无变压器工频变压器推荐最大太阳电池列功率 3000WP 12KWP 最大阵列开路电压 450V 450V 最大功率点跟踪 MPPT 范围 150450V 220450V 电池板连接方式直插式防水端子接线端子可接入阵列串联数 2 -- 最大阵列输入电流 20A 50A 额定交流输出功率 2500W 10KW 总电流波形畸变率 0.99 0.99 最大效率 95 94 欧洲效率 93 93 允许电网电压范围 180265VAC 单相 320440VAC 允许电网频率范围 50Hz 2 具备供电质量控制功能 , 如谐波补偿、无功补偿、电压调节等。本文正是在此要求基础之上提出的一种新型的并网接口逆变器控制方法，该方法既能使得并网发电装置向电网以单位功率因数提供电能，同时也能按要求补偿无功和谐波，兼具有静止无功发生器 SVG 和有源滤波器 APF 的功能。2 并网接口装置的基本结构和等效电压源模型整个并网装置一般由三个部分组成补偿分量检测回路 , 控制回路 , IGBT 主回路，其结构如图 1 所示。图 1 并网装置框图工作原理为由补偿分量检测回路检测出需要补偿的信号，形成参考电流值，控制回路通过参考电流值来控制逆变器工作，使逆变器向电网输送单位功率因数的电流和补偿分量，从而使系统电流中不含有谐波分量和无功功率。控制回路根据检测到的谐波电流以及直流电压，按照一定的控制规律计算出控制量，这个控制规律便是本文所要讨论的重要问题。并网接口装置系统基本结构如图 2 所示其主电路由电压型三相桥式、电力电子器件 IGBT构成的逆变器组成。注入到电网的电流使得线路补偿电流等于参考电流。将补偿分量电流模型使用电流源来表示可以看成如图 3 所示。图 2 并网接口装置基本结构图图 3 系统补偿电流模型图中是由控制器提供的一个虚拟电流源，为线路的补偿电流，为负载谐波电流，为负载基波电流，是电网电压谐波畸变分量，为逆变器输出电压源。逆变器的控制目标是使得 - 等于零。使用戴维南定理，可以将图 3 简单的等效为一个电压源电路，如图 4 所示。由电压源模型可知，逆变器的控制目标为调节输出电压，满足等式图 4 系统等效电压源模型即线路电流补偿分量 - 也等于零。式中为谐波域分量，记为。为基波域的分量。定义为在补偿域内要求补偿的等效电压源，因此，整个系统的控制问题实际上就转换为谐波域或补偿域内等效电压源的模型识别和跟踪。3 boost 变换实现单位功率因数控制以一相为例，将并网装置的主电路采用逆变器表示，如图 5 所示。图 5 并网装置原理电路图整个桥式电路从直流端来看，可以视为一个 boost 变换器。设逆变器的开关频率为 fs，在每个开关周期中会有两种开关状态，即 T1、 T4 导通和 T2、 T3 导通。 T1 、 T4 导通时间为0tDTs ， T2、 T3 的导通时间为 DTstTs，其中 DTon/Ts 是占空比， Ts1/fs 为开关周期。在 0tDTs 和 DTstTs 期间的等效电路如图 6 所示，为了分析的简单，我们采用两个假设 a 0tDTs 时间内等效电路b DTstTs 时间内等效电路图 6 等效电路图1 直流侧电压源的电压在一个开关周期内恒定 ; 2 开关频率 fs 比线路上的电流频率和非线性负荷电流的频率要高的多。由电路知识可知，在 0tDTs 瞬间内 , 我们可以认为 ; 在 DTstTs 瞬间内，我们可以得到 ; 在实际情况里，电感电流的初始值可能不同，即。但由于上述假设 2，我们认为相同。由电感的性质，我们可以得到因此可得交流侧电压和直流侧电压的关系式为我们知道逆变器是一个输出电压可调的装置，因此，调节输出电压使得从交流电源端看入，非线性负载和逆变器并联等效成为一个纯电阻 Re，如图 7 所示，即满足式图 7 使用等效电阻表示的等效电路图结合式 6 和式 7，并引入一个检测电阻 Rs，有令，则只需要控制占空比 D 使得式 9 成立，即可使得式 7成立。因此，利用 boost 电路的单开关周期的特点，将逆变器视为一个 boost 整流器，只要控制占空比，就可以实现单位功率因数的控制。4 重复学习 boost 变换控制策略由前面讨论可知，谐波域或补偿域内的电压源是不可观测的，通常做法是检测负载电流或系统线电流采用一定的控制算法直接产生 PWM 逆变器参考电压，然后采用 PWM 调制技术产生逆变器的控制信号。由于谐波域和补偿域内的信号都是工频周期产生的，所以这种方法实际上是基于工频周期的 PWM 调制技术。控制器对逆变器电力电子器件的开关周期的动态过程没有任何监控力。此处讨论的方法是基于等效电压源模型识别技术，利用检测到的系统电流来间接识别等效电压。图 2 中重复学习控制器的简单执行过程如图 8 所示。图 8 控制器执行过程图 8 中 rt为三角波，电流差值直接反馈回来与三角波比较驱动 boost变换器。等效电压源模型识别包括两个过程，首先是等效电压源的波形形状识别，其次是幅值识别。因此，利用上一节所讲述的方法实现谐波域或补偿域内电流与等效电压源单位功率因数，从而实现波形形状识别，同时，学习控制器提供的输出被存储器存储作为下一周期的控制，由于在一个学习周期内不会发生变化，因此把它视为逆变器指令电压来产生 PWM 信号。控制器的数学描述可以如下上式中，下标 k 表示计数学习周期，并且 T 表示学习周期，它是基波周期的整数倍 ; 为控制器的输出，也是 PWM 逆变器的参考电压 ; 表示 boost 变换控制的输出，也就是恒频变结构控制器的输出 ; 表示学习控制的输出 ; Re 是一个常数，它取决于逆变器直流电压和三角波的幅值 ; et为学习控制误差，它直接取值于系统线电流的补偿分量。对于等效电路图 4 而言，在第 k1 个学习周期里有在第 k＋ 1 个学习周期里，均为已知量，且可以被看作是预先确定的电压源。控制变量的作用是使得式 12得到满足。另一方面，当 k 趋于无穷大时，学习控制使得 ,而且，与此同时，控制变量的作用也将消失。这种恒定频率的 boost 变换方法用来在补偿域内达到单位功率因数，而且提供线路的补偿电流来等效补偿电压。在达到单位功率因数期间，对逆变器电流和直流侧电压没有定量的要求，因此，这类 boost 变换技术可以通过不严格的变结构控制技术来完成，也就是一个恒频的变结构控制。控制目标是使得满足，由此得到，因此，变结构控制的切换函数取。对于图 5 所示的系统，其数学模型表示为 ; 变结构控制的数学描述为 ; 式 14控制的开关操作与 boost 变换器一致，变结构的等效控制为 ; 这里采用的是恒定的开关频率，切换函数被设计直接与三角波 rt 进行比较，这种恒频变结构的特点是容易满足系统稳定条件，但不能保证滑动模态具有不变性，并且存在一个平均滑动模态。如果取三角波的峰值为则平均滑动模态为不考虑开关频率分量，平均滑动模态 SAVG 就是变结构控制作用后在补偿域内的系统电流。将式 141516 代入式 17可得式 18再次证明了恒频变结构控制使得系统在补偿域内取得了单位功率因数，其结果与恒开关频率的 boost 变换控制一致。5 仿真结果为了验证控制器的可行性，利用 PSCAD 工具对并网装置进行了仿真研究。当并网装置未并入电网时系统的电流和电压波形如下图 9 所示。图 9 未并网时系统电压、电流波形由图 9 可以看出，负载产生了大量谐波电流和无功电流，该电流全部由电网提供，造成电网电流波形发生严重畸变。利用傅立叶变换对线路上电流谐波含量进行分析，可以得到各次谐波含有率如表 1 所示将装置并入电网，采用重复学习 boost 变换控制使得逆变器向系统提供负载所需要的谐波和无功功率，同时还提供部分有功功率。仿真波形如图 10 所示。从图中可以看出，电网侧输电线路上的谐波得到了良好的补偿，且与电压相位一致，幅值较图 9 有所下降，说明负载电流的谐波和无功完全由并网装置就地提供，而且还提供了一定的有功功率，使得同样情况下，电网侧提供的有功功率有所降低。图 10 并网装置接入后仿真波形利用傅立叶变换对线路上电流谐波含量进行分析，可以得到各次谐波含有率如表 2 所示由表 2 中数据可以看出，采用重复学习 boost 变化控制将装置并网后，电网侧电流的谐波含量明显减少，提高了电网质量。当太阳能充足的时候，我们可以将本地负载消耗不了的多余能源向电网提供，一方面可以充分利用资源，另一方面也可以解决电网电力不足的问题。仿真波形如图 11 所示，由图可以看出，电网电压和电流相位相差 180° 电度角，说明电能由逆变器侧向电网侧流动，电网侧吸收能量。逆变器发出的电流波形幅值较图 10 明显增大，比负载电流幅值也明显要大，同样说明逆变器向负载和电网同时提供电能。图 11 并网装置向电网输送有功功率仿真波形分析电网侧电流谐波含量，可得各次谐波含有率如表 3 所示通过上面仿真波形和分析数据可以看出，该控制方法效果良好。6 结束语本文利用基于 PWM 逆变器并网系统的电压源模型，通过对 boost 变换技术进行分析，结合变结构理论和学习控制理论，提出了一种重复学习 boost 变换控制方法。该方法把逆变器视为 boost 变换器使其在补偿域内实现单位功率因数，同时通过学习控制将补偿电流转换成逆变器参考电压。由于电流与电压波形相同，相位一致，学习控制实现了快速跟踪。我们通过仿真验证了该方法的正确性和效果。