光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略-solarbe文库

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光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略1 引言并网逆变器作为光伏电池与电网的接口装臵，将光伏电池的直流电能转换成交流电能并传输到电网上，在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用。随着投入应用的并网逆变器日益增多，其输出的并网电流谐波对电网电压的污染也不容忽视。按照 GB/ T 19939-2005 所要求，光伏并网逆变器的总输出谐波电流应小于逆变器额定输出的 5，各次谐波也应限制在表 1 所列的百分比之内奇次谐波畸变限值偶次谐波谐波限值3 次至 9 次 0 时，下桥臂二极管导通，就上管而言，输出正电压的脉冲宽度减少了 dT ，即实际导通时间比理想导通时间缩短了 dT ，而下管的实际导通时间则比理想导通时间延长了 dT 。需要做的补偿是将上管的理想导通时间延长 dT ，由于信号的互补性，下管的理想导通时间相应缩短了 dT ，达到了实际导通时间与理想的相一致的目的，从而保证了实际脉冲信号与给定脉冲信号的一样性。同理可知， i0 时，补偿方法是将上管的理想导通时间缩短 dT图 7 理想触发信号和实际开关信号（ Fig.7 Ideal trigger signals and real switch signals）5 基于广义积分的控制策略在两相静止坐标系下，被控对象为交流量。传统的 PI 控制器，只能无差跟踪直流给定信号，如要使得被控对象在控制器的作用下，其输出能无差地跟踪交流量，则必须采用新的控制器。根据内模原理，如果系统的给定信号或扰动为单一频率的正弦信号，那么只要在控制器中植入与指令同频的正弦信号模型 22ssG ，就可以实现系统的无静差跟踪。如果外部信号包含其它频率成分，这种情况下，若要实现无静差，只需针对每一种频率的信号设臵一个内模即可。*i _i11ssT 22silKipK 15.0 ssTPWMK _sRLR/1/1e图 8 基于广义积分的控制信号流图与基于 d-q 坐标系的控制策略相比，该方案无交叉耦合项，无需前馈解耦，运算更为简单，而且由于比例环节已能对输出电流波形进行一定控制，如能通过广义积分环节对少数几个谐波畸变率较大的频率成分进行改善，该控制策略不失为一个简单有效的方案。6 基于重复控制的控制策略当然，如果频率成分复杂，则基于广义积分的控制策略将会导致内模数量大，控制器结构复杂，从应用角度而言不太合理，工程上也不易实现。因此需要寻找一种新的内模形式来描述此种类型的外部信号。分析可知，上面所述两种情况的干扰信号具有两个特点首先是可重复性，即周期性。其次是指令信号的谐波形式。因此扰动信号在每个基波周期都以完全相同的波形出现。对于这样的信号，可采用如下形式的内模 LsLseesG1 ， L 为给定信号的周期。这是一个周期延时正反馈环节，不管什么形式的信号，只要重复出现，而且频率是基波的倍数，那么该内模的输出就是对输入信号的逐周期累加。当输入信号衰减为 0，该内模依然会不断的逐周期输出与上周期相同的信号，相当于任意信号发生器。它的作用类似于积分环节，区别仅在于它是逐周期的累加，因此这样的内模能够满足要求。采用这种特殊形式内模的闭环控制系统称之为重复控制系统。由于上式中的存延时环节 Lse 难以用模拟器件实现，因而在应用中重复控制都是以离散的数字形式实现。重复控制器内模的离散形式为 NNZZG1， N 为一个周期的采样次数。见图 9。图 9 理想内模重复控制系统结构图对于重复控制控制而言，内模是系统的核心，它提供了稳定持续的控制信号，当内模为理想情况时，输入信号为 0 的情况下输出可以无衰减的反复重现上一周期的信号。但是理想内模的极点分布在虚轴上，处于临界振荡状态，系统稳定性较差。当受控对象的参数稍有变化，整个闭环系统很可能不稳定。图 9 所示的重复控制器基本框图，可得到闭环系统的传递函数为YRE ； UPY * ； EZZUNN*1整理后得 NN ZPEZRE 11 ，此式表明，系统稳定的条件是等式右面第二项是稳定收敛的。由此可见，系统稳定存在约束条件 11 P 。这表明在理想内模条件下，只有满足此约束条件误差才会收敛。但在一般情况下，被控对象难以在整个频段满足此条件，此时可对内模加以改造，即采用 NQZ 代替 NZ ，保证系统稳定收敛。 Q 可为小于 1 的常数，也可以为具有低通性质的函数。使得回路满足 11 PQ 。改进型内模结构见图 10。图 10 改进型内模原理图引入 Q 之后，内模的“纯积分”特性也被破坏，当输入信号为 0 时，改进内模的输出不能完全复现上个周期的信号，而是逐周期的衰减。如果 Q 为常数，那么仅为幅值衰减，如果 Q 为低通函数，对于非单一频谱的信号而言，信号的形式就会发生变化NZ 位于重复控制系统的前向通道上，使控制信号延时为１个周期。由于指令信号和扰动信号均为周期性，这样可使控制信号对下一周期而言具有一定的超前性。而且对于超前相位补偿，此环节也是必须的。但在引入周期延迟环节后，系统的快速性受到影响，有较大的控制滞后。因此在使用重复控制器时多采用嵌入式结构，保留指令信号的快速通路，见图 11 图 11 重复控制系统框图6.1 补偿器补偿器 zS 是针对对象 zP 特性而设臵的，它决定了重复控制系统的性能。当重复控制器的内模输出了包含指令和扰动信息的信号后，如何使控制对象的输出完美地跟踪指令信号，这是补偿器要解决的问题。对于控制系统而言，极点的位臵和系统的性能有着密切的关系，因此本文从极点分布的角度对补偿器的特性进行研究。由图 11给出 r 到 e 的传递函数111SPQZQZPreNN由传递函数可知，系统的极点 SPQZ N ，当所有的极点都位于圆心上，即z0 时，系统具有最好的动静态特性，此时 SPQ ，在理想内模情况下 1Q ，即1SP 。所以当取 1PS 形式时，系统既有最好的稳定性，又具有最快的误差收敛速度和最小的稳态误差。但是有两个因素制约着Ｓ无法取 1P 的形式。首先，如果Ｐ包含单元圆外的零点，这样按照 1PS 会存在单位圆外的极点，补偿器会不稳定，导致整个系统无法稳定。其次，要想在整个频段保证 1PS ，前提是获得一个完美精确的逆变电源模型Ｐ，这在一定程度上是很难实现的，尤其是针对其高频的特性。6.2 补偿器的设计假定受控对象 11 AzzBzP d ，ｄ为受控对象的响应延时，根据前面的结论设计控制器11zBzAzzS d ，可以实现完美的跟踪特性。但由于上述原因（补偿器的极点为受控对象的零点，当受控对象的零点在单位圆外时，可能会导致补偿器不稳定）不能对受控对象直接求逆的方法设计 zS 。传统的方法是通过零相移误差跟踪理论设计相应的 zS 控制器。首先对 1zB 进行分解，得到 111 zBzBzB ucac ，其中 1zBac 包含所有单位圆内的零点， 1zB uc 包含单位圆外以及单位圆上的零点。新设计的补偿器形式为ducaczBzB zAzS 1 11，其中 1ucB 的作用是调整 zS 的增益。根据零相移误差跟踪理论， zPzS 应满足零相移、零增益的条件，因此有如下推导11* 11111ucucducacdBzBzBzBzAzAzBzSP定义1ucTjucBeBM ，1ucTjucucBeBBsucsucucucuc zbzbzbbzB 221101SP的频率形式为 ImRe1 jBeB ucTjuc其中 ucsucucucucsucucucbbbbtsbtbtbbcos2coscosRe210210ucsucucucucsucucucbbbbtsbtbtbbsin2sinsinIm210210得出 ImRe 22M ， Re/Imtan 1分析可知，幅值和频率随频率的变化有明显变化。尽管在实际系统中需跟踪的信号频率都很低， M 和变化都很小，但是 / 较大，所以会引起较大的延时，明显影响对信号的跟踪特性。此时可采用下面的数学特性达到零相移跟踪，即1*1 11ucucucucBzBBzB ，其中 sucsucucucuc zbzbzbbzB 2210 ，计算得 ImReImRe*ImRe1 *1 22jjB eBBeB ucTjucucTjuc上式计算结果为一实数，这表明任何频率下的相移均为 0，在低频段增益接近 1。当受控对象含有单元圆外零点时，补偿器的形式为下面形式sducacuc zBzBzBzAzS211*11 ，其中 1* zB uc ucssucsucsuc bzbzbzb 221107 基于谐波补偿本节从谐波补偿的角度出发，采用改进型 FFT 算法对输出电流误差信号进行实时频谱分析，把由软件产生的经过预畸变的谐波信号注入逆变器，由此达到抑制非线性扰动从而达到校正输出电流波形的目的。图 12 为基于谐波补偿的控制系统的系统结构框图。 1 sG 表示控制对象，在这里就是输出 LC 滤波器的传递函数，其离散化形式由 1 zG 表示。 2 zG 表示内部模型，它与 1 zG 相等。7.1 扰动抑制原理考虑扰动信号 zd 在输出点的相应。由图 12 可以很容易得到扰动信号的传递函数11211zGzGzGzGzGzHccd （ 7-1）由于 21 zGzG ，故 zH d 可简化为1 1 zGzGzH cd （ 7-2）显然，只要 11 zGzGc ，则 0 zH d ，即扰动可以得到完全的抑制。不幸的是，实际逆变器的 z 域传递函数含有一个纯延时环节，这就意味着谐波补偿器 zGc 必须含有一个超前环节，这在物理上是无法实现的。但在实际应用中，我们只需抑制低次谐波即可获得较好的输出电流波形，所以，只需要使得谐波补偿低频段频率特性是控制对象 1 zG 低频段频率特性的逆就可以了。7.2 谐波补偿器谐波补偿器是由 FFT 和谐波发生器组成。 FFT 算法对输出电流误差进行实时频谱分析。由于系统电压谐波畸变主要在于次数较低的奇次谐波，所以，只需分析出1、 3、 5、 7、 9 次谐波的幅值和初相角就可以满足要求了。设 nx 为 N 点有限长序列，其 FFT 为10NnnkNWnxkX （ 7-3）图 12 控制系统结构框图式中 1,.,1,0 Nk ；nkNjnkN eW2显然，常规的 FFT 算法，其输出点数和输入点数是相等的，但在本系统中只需求出 X1、 X3 、 X5、 X7、 X9 等几个输出点即可。根据基于 FFT 的蝶形计算流程图可以知道，在只需计算指定的若干输出点的情况下，可以大大减少计算量，节省大量的 DSP 时钟，这就使得基于 FFT 的实时频谱分析成为可能。谐波发生器的作用是将 FFT 分析出的谐波进行预畸变，然后把预畸变的谐波信号作为补偿指令送给控制对象。8 总结本文首先介绍了光伏并网逆变器所广泛采用的基于 d-q 坐标系的电流波形控制策略，其后介绍了该策略将会导致电流波形产生畸变的原因，最后介绍了三种改善的控制策略。重复控制是近年来研究较多的一种控制方法，但其 Q 值的存在以及补偿器 S 的设计都是一个难点，而且设计不好将会导致系统的不稳定。个人觉得基于广义积分和谐波补偿的控制策略，其针对性强，实现简单，是工程上较为实用的控制策略。参考文献[1]. 王建宽，崔巍，江建中． SVPWM 技术的理论分析及仿真微特电机， 2006 6 15-20. [2]. 仇志凌．邹丽霞，熊蕊，基于谐波补偿的逆变器波形控制技术研究 . 电源技术应用， 2004（ 3） 164-167. [3]. 陈宏．基于重复控制理论的逆变电源控制技术研究 . 南京航空航天大学，博士学位论文， 2003 [4]. 朱荣伍，戴鹏，刘剑．基于两相静止坐标系三相电压型 PWM 整流器控制策略的研究 . 变频器世界， 2009 （ 4） 42-44. [5]. 魏凯，尚敬，廖长鑫． SVPWM 逆变器死区补偿的研究与实现 . 大功率变流技术， 2009（ 6 ） 18-23. [6]. 张崇巍，张兴． PWM 整流器及其控制[7]. 张超，于岩，张义君， SVPWM 逆变器输出电压谐波分析煤矿机械， 20116 115-117