用于三相PWM并网逆变器的改进型幅相控制方法-solarbe文库

资源描述：

三相 PWM并网逆变器的改进幅相控制方法摘要在本文中，介绍了一种三相并网逆变器幅相矢量调节控制方法。为了解决系统启动时过大浪涌电流，过慢的动态响应速度问题，采用启动电压预测控制和电流前馈控制，用于改善系统的动态性能。通过在一个三相并网逆变器上进行实验证明提出的控制方法的合理性。关键词三相 PWM并网逆变器，幅相控制（ PAC），启动电压预测控制，电流前馈控制引言三相 PWM并网逆变器能够将没有谐波污染的电流馈送到电网。因此，它可以应用到很多情况下，比如太阳能光伏发电，风力发电和再生能源等。三相 PWM并网逆变器的电流控制方法可以分为两类，直接电流控制和间接电流控制，直接电流控制包括滞环电流控制，空间矢量控制等。这些控制方法能够获得较快的电流响应速度，但是控制结构和算法比较复杂。间接电流控制又称作幅相控制。它的优点是控制简单，没有电流前馈而且成本低。然而，和直接电流控制相比较，它的电流响应速度不是很快。目前关于幅相控制的研究的主要问题是改善系统的动态性能和设计系统参数，它们没有改善系统的动态性能。在有些情况下并网逆变器必须频繁的起停。并网逆变器的启动动态性能对馈送到电网的电能质量有很大的影响。在本文中，根据相关研究，设计了一个 15KW的三相 PWM并网逆变器。而且为了解决系统启动时的过大的浪涌电流和较慢的动态响应速度问题，采用了启动电压预测控制和电流前馈控制。实验结果证明了控制方法的合理性。1 主电路结构和工作原理1.1 主电路结构三相 PWM并网逆变器的主电路结构由一个具有六个 IGBT 和反并联二极管的整流桥，直流母线电容和串联电感组成。如图 1 所示，系统的输出的交流电直接并入电网中，直流输入端口接带有隔离二极管的 EG，二极管主要确保电能只流向电网。在系统启动前，所有的 IGBT 都是关断的。电能不能馈送到电网，电源电流为零。系统启动后，直流母线电压保持在由控制器设置的电压上，所有的 IGBT 都由 PWM波控制通断，将电能馈送到电网。图 1 三相 PWM并网逆变器主电路1.2 幅相控制概述三相 PWM并网逆变器的一个控制要求是电能可以以单位功率因素馈送到电网，也就意味着电流和电压之间的相角尽可能的保持在 180°。另一个要求是控制直流侧电压使它能够跟踪设定的电压。为了满足这些要求，本文采用了幅相控制方法。在幅相控制中， PWM调制波的幅值和相角是被控量。因此，节点 R’ ,S ’ T’的电压直接被控制，电流 Ir,Is,It 的相角尽量保持与电网电压相反。图 2 给出了 R相的等效电路，在图中， ER表示 R相的电网电压， UR表示 R’上的电压基波分量， RR是等效分布电阻， L 是 R相中电网与 IGBT 之间的电感。图 2 R 相等效电路假设从电网流向 IGBT 方向为电流正方向，分布电阻因为很小而忽略不计，我们得到如图 3所示的电压向量图。图 3 三相并网逆变器矢量图在图 3 中，是控制相角，是功率角， Ux 电感电压。（ a）图表示当 Q0时的电能反馈状态（ Q表示无功功率）。如果 UR’ 改变，则系统的工作状态也改变。图（ b）所示的是当 UR’ 取适当值时， Q等于 0，实现了单位功率因素反馈。为了提高直流母线电压的利用率，三相 PWM并网逆变器采用最佳正弦调制波，当调制度 M1，R’ ,S ’ ,T ’线电压的峰值是 Ed。因此我们可以得到 sin3/ tMEu dR 1 假设tEe RR sin2 （ 2）Re 是 R相电网电压， RE 它的有效值。根据能量守恒定律，系统的输入输出电能相等。可以得到0cos3 ddRR IEIE （ 3）RI 是 R相电流有效值。当 1cos ，我们可以得到RddREIEI3 （ 4）电感上的电压有效值为RddRXEILELIU3 （ 5）根据（ 1），（ 2）和（ 5）， RU ， XE 和 XU 的幅值是 3dME , RE2 和 3/2 Rdd EILE ，当电能供应变化，直流母线电压 dE 和电流 dI 都会改变。但电压向量可以保持直角，可以实现单位功率因素的反馈，可以通过改变调制度 M和控制角 α 控制直流母线电压。2 动态性能的改进幅相控制有简单的结构和好的稳态性能。但是当我们将这种策略应用到系统频繁起停的情况时，系统的动态性能必须改进。因此，在三相 PWM逆变器上提出了并使用了电压预测控制和电流前馈控制。2.1 电压预测控制在系统启动前，开关 V1-V6 都处于关断状态，电流等于零。当系统启动， RU 和 RE 之间的幅值和相角决定了浪涌电流的大小和调节时间的长度。因此， α 和 M的设定值在启动时间内非常重要。如果初始值设定正确就能能实现单位功率因素启动。如果设置不合适，系统不能很快的进入稳态同时产生浪涌电流，浪涌电流会比额定电流大好几倍可能会损坏功率元件。电压预测控制是一种在开始计算作为初始设定值的理想基准值之前利用检测到的参数的方法。假设初始给定电压是 dE * 。根据图 3（ b）中直角三角形的相位关系，我们得到dRRRddMEEEEILE**32cos2132tan（ 6）在系统没启动时，直流侧的电流流入到电容，电流大小与直流母线电压变化率成比例。 dI 可以表示为dtdECI dd 7 可得cos63tan*2*dRRddEEMEdtdELCE（ 8）假设 α 很小，线性近似之后我们得到 1tan k ， 21cos k ， 1k ， 2k 是线性相关系数。式（ 8）可以表示为162*3kEEMdtdEkdRd9 其中12*33 kELCEkRd 。根据式（ 9），我们得到系统单位功率因素启动的初始相角 α 和调制度 M的给定值。2.2 电流前馈控制在系统启动期间，图 3（ b）中的点在垂直线附近时能够得到最短的动态响应时间。如图 4 中所示，系统的理想工作点 A 可以通过计算得到。当系统启动，电源测电流从 0 开始慢慢增加，系统工作在不理想的工作点 A，而且还产生了过冲。因为幅相控制的动态响应速度慢，此时，电容产生了额外的电流，导致了直流母线电压的降低。系统的工作点也从 A点移动 B 点。为了使系统工作点维持在 A 点，电流应该减小。该系统的下一个可控状态的直流输出电流方程表示如下dtdECI dd （ 10）图 4 调节过程中的电压向量图从图 3（ b）中的切线三角形关系可以得知 R相的电流方程为tantanLEI RR （ 11）因为很小，（ 11）可以近似为1mLEI RR 12 其中 1m 是线性系数。考虑到逆变器直流侧与交流测的能量守恒我们有ddRR IEIE3 （ 13）把（ 10）和（ 12）带入（ 13）得dtdEmELCE dRd123（ 14）根据图 3（ b）所示的三角关系，我们得sin6 LMEI dR （ 15）在新的稳态，输出相电流 RR II 是sin6LEMMII dRR （ 16）所以在两侧增加的功率为sinsin633 MMMLEEIEIE dRRRdd （ 17）把（ 10）带入到（ 17）得dtdECELMM dR sin36sinsinsin （ 18）因为很小，可以从（ 18）得到（ 19） sin2MmM （ 19）其中 2m 是线性相关系数。从（ 14）和（ 19）可以知道直流侧电压的变化可以转成和 M ，它们在下以阶段加到 PI 调节器的输出上用于改善动态响应。3 控制系统仿真图 5 给出了三相并网逆变器的仿真。为了减小控制角和调制度对系统参数的依赖，提高系统的稳定性和抗干扰能力，采用了双闭环控制。通过使用 TI 公司的 TMS320LF2407A DSP来实现控制算法。通过检测线电压 STu 和相电流 Ri ，能够获得功率因素角。它使用在 PI 调节器上，转换成用于相角控制的控制角。通过检测直流母线电压 dE ，可以得到 PI 调节器的电压偏移 dE ，之后转换成用于电压控制的调制度。当系统没有启动时，通过（ 9）预测起始电压，系统启动后，通过（ 14）和（ 19）计算出前馈电流后加到 PI 调节器的输出上用以改善动态响应速度。4 实验结果图 6 给出了实验输出的电压和电流波形。实验参数为起始直流母线电压为 670V，稳态直流母线电压为 620V, 载波频率为 5.3kHz 。图 6 中在开始阶段直流母线电压没有达到 670V，系统没有开始运行，所以输出电流为 0。当电压打到启动设定值，系统开始运行。图 5 三相并网逆变器控制系统仿真图 6 系统运行的实验结果图 6（ a）表示没有电压预测控制和电流前馈控制的电源测电压和电流波形。可以看出存在较大的浪涌电流，电流调节时间为 2s。图 6（ b）标出有电压预测控制的电源测的电压和电流波形，没有较大的浪涌电流，但是电流调节时间一样很长（ 300ms）。图 6（ c）表示有电压预测控制和电流前馈控制的电源测电压和电流的波形，很明显，浪涌电流很小，电流调节时间很短（小于 50ms）。图 7 表示了系统进入稳态后的电网 R相电压和电流波形。能够看出输出电压和电流之间的相角很接近 180°。电流波形接近正弦波。功率因素大于 0.99 。图 7 中可以看出电压在波形峰值附近有失真，它是由电网电压中含有大量谐波分量引起的而不是控制策略引起的。图 7 稳态下的实验结果5 结论传统的基于幅相控制的三相并网逆变器都有很大的浪涌电流和较慢的动态响应速度。本文提出了起始电压预测控制和电流前馈控制方法去改善系统动态性能。实验结果证明系统能实现单位功率因素电能反馈，直流电压可控，没有浪涌电流和好的稳态性能。