主题10kVA光伏并网逆变器调试心得-solarbe文库

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主题 10kVA 光伏并网逆变器调试心得--2015.5.18光伏并网逆变器的产品主要有三种类型 300W以下的微型逆变器（主要是美国市场）， 120kVA的组串型逆变器（总体来说， 1-6kVA 是单相机， 620kVA是三相机，主要是欧洲市场）， 30kVA以上的电站型逆变器（国内市场的主要产品，国外市场也有）。最近在做 10kVA光伏并网逆变器的项目， 6kVA20kVA的非隔离型三相并网逆变器，即组串型并网逆变器，主要是面向欧洲市场。拓扑前级两路 Boost 变换器，后级 T 型三电平逆变器，调制方式为 spwm，单 L 滤波器。双 DSP控制，都是 TI28 系列的 dsp。母线电压 800V，三相四线输出，电网电压 176V265V/50Hz,前级 Boost MPPT范围 270V-700V, 前后级开关频率都是 16k，选用威科泰克 Vincotech IGBT Module。电感采用 CSC的铁硅铝磁芯。陆续将调试中遇到的问题及解决方案分享给大家。首先说明一下 PI 参数均是通过环路设计后，实验中略微调试得到的。本人能力有限，如有错误请您不吝指教谢谢逆变器拓扑资料T 型三电平 .pdf三电平逆变 1 字型和 T 字型电路的比较 .pdf环路设计参数文档1、波形出现如下状况绿色为电流波形，蓝色为电网电压，红色为驱动，电流波形中含有明显的 3 次， 5 次， 7 次等谐波，这是由于电流环路低频增益不够造成的，而且带宽太低，对电网背景谐波抑制能力不足；T（ s）是开环传递函数，低频增益不够高时，会从两个方面对进网电流质量产生影响 1）低频增益不够高，对电流参考的跟踪能力不足，造成电流的正弦度不够，同时稳态误差过大； 2）低频增益不够，对电网背景谐波的干扰抑制能力不足，造成进网电流中含有明显的低次谐波。带宽太低时（相当于滤波电感较大），对开关频率次的谐波衰减较大，因此电流波形中开关频率次谐波含量很少；带宽太高时相当于滤波电感较小，对开关频率次的谐波衰减不足，电流波形中会含有较多的开关频率次谐波，这也是母线电压升高（带宽增加）时，进网电流中高频谐波含量增加的原因。根据上图看出设计出的 PI 参数满足要求，但这是模拟控制器的参数，需要将其离散化为数字控制器参数才能使用，由于大家的 PID 算法不同，离散化方法也不同，此处不作详述了。参数调整后实验波形如下，可见电流波形很干净，正弦度很好2、启动电流冲击绿色为电流波形，黄色为并网信号；原因 1、参数调试不好； 2、在并网之前，电流反馈由于运放零飘等问题会有一个较小的值，理论上应该完全为 0，这样就造成在并网启动之前所算出的占空比是错误的，造成并网瞬间冲击电流过大；修改方法在并网之前，强制电流反馈值为 0，同时调整参数3、调试 C相的过程中，波形中出现超低频（小于 50Hz，几个工频周期波动一次）的谐波绿色为电流波形；原因这是由于程序造成的。 AD 中断是由 EPWM1 计数器的周期匹配事件启动的， EPWM1的周期寄存器在只调试 C 相的时候是不会随着 C 相电压的频率改变而改变的，而 C 相的周期寄存器 EPWM5 和 EPWM6 是不断改变的，这样 EPWM1 和 EPWM56 周期寄存器之间就有一个差值，随着时间的积累，就会 AD 中断不是在 C 相载波的峰值处启动，而是在其他地方启动，这样就会引入一个低频的扰动。修改方法由于三相电网电压的频率是一致的，因此调频的时候可以用同一个频率写入三相的载波周期寄存器，这样三相的载波就是同步的载波，启动中断的时间也就是在同一时刻。4、并网三相同时启动的问题描述在最初单相并网时，启动前是通过 DSP 输出端的三态缓冲器 451 的使能端将所有驱动信号封锁的，并网时，在电网电压过零点开启 451 芯片的使能信号，给出三相的驱动信号，但是这样只能保证一相在过零点启动，另外两项在 120 度， 240 度处启动，因为并网前算出的占空比较大，电流冲击会比较大。修改方法为了保证三相都在过零点启动，应该将三相驱动的封锁信号分离开来，使用 28335的错误控制信号即可。5、电流波形出现中频谐波绿色为电流波形，蓝色为电网电压；原因这种谐波是由于采样调理电路中，电流在进入电压跟随器前有一个 RC 滤波，当时所取 R100， C100n，截止频率为 100kHz，这样会对中频增益有所影响。修改方法取 C10n 即可。这个问题和第 8 个问题是一样的，减小电流环的积分系数，对电流波形也有改善。我一直没有想通这个问题，积分环节只会对稳态误差和动态性能有影响，不知为何会引入这种振荡，求指点。6、相位差问题绿色为电流波形，蓝色为电网电压相位差由三部分引起 1、计算延时，从捕捉到锁相信号到计算占空比之间的计算延时； 2、PI 调节器引起的稳态误差； 3、电网电压带来的相位差7、三相联调时锁相干扰问题描述三相联调时，发现 B 相电流波形中出现低频纹波，图中绿色波形为 B 相电流波形，红色为 B 相电压波形，可以看到 B 相锁相不正确，第四张图中黄色波形为程序中在 IO 口设置一锁相捕获信号，可以看到该捕获信号受到了极大的干扰。第五张图为 B 相电压经过零比较器的方波信号，低电平处有很多的噪声干扰， dsp 捕获单元捕获这些噪声后，计算出的频率域电网电压频率相去甚远，程序将其舍弃，认为未捕捉电网电压过零点，造成锁相失败。解决方案加大捕获信号进入捕获口的滤波电容，原来是 1nF，后来改成 22nF， 10nF， B相甚至采用了 RC 滤波， R100， C10nF。效果如第六张图所示。8、功率加至 85 时，电流波形出现振荡。减小 kp 和 ki 后，波形有所改善。原因不明，尚待分析。最终并网三相电流波形如下9、并网均压环的调试均压环策略如上图。绿色为母线电容一个电容电压波形均压环调试过程中出现这样几种情况电容电压中出现低频振荡，下图中绿色波形为一电容电压波形，理论上其低频脉动为 150Hz。通过减小均压环控制器的积分系数可以降低振荡频率，但是不能改变振荡的幅值；通过增大比例系数可以减小振荡幅值，但不影响振荡频率。均压环控制参数与母线电压无关，与负载有关，较大的负载电流需要较大的比例系数，较大的限幅系数，限幅值取满载电流的 8较为合适。10、均压环加入后，电流波形出现畸变， 3 次谐波严重，如图所示改进措施减小均压环的积分系数，没有影响；减小均压环的比例系数，波形改善很多， thd 下降很快；以前减小均压环的比例系数后不能够均压，但是这次减小积分系数同时减小比例系数仍然可以均压。改善后结果如下图最后的波形没找到， thd 可以降至 2 ，懒得做了，准备两级联调后再调整。您好均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量 ,因此不需要将它与正弦表相乘。这个调整的逻辑您可以自己推算一下。还有一种均压环方法如下图，这种均压环的方案稳定性不好，其实原因就是均压环控制的是进网电流的直流分量，而此种方法调节方式没有经过电流内环的调节器补偿，所以稳定性不好。均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量这话不对吧，母线电压不平衡并不能产生直流分量，这个我试过，所以均不均压是对直流分量没有影响的。南航谢少军老师的关于均压问题的论文。电流型控制半桥逆变器研究 _I_ 直流分压电容不均压问题 .pdf电流型控制半桥逆变器研究 _直流电容电压偏差前馈控制技术 .pdf浙大钱照明老师的关于均压问题的论文一种新型半桥逆变器电容均压控制策略 .pdf11 母线电容的设计目前组串型三相并网逆变器（ 6kVA20kVA ）产品主要采用前级 Boost 三电平逆变器的拓扑结构，直流母线电压一般为 800V，本人看了一些国产的样机，母线电容都取的很大，有的样机母线电容取到 20 个 500V/300uF 的电解电容，上下各 10 个。从概念上来讲，三相功率平衡的情况下，母线电容电压的脉动为 0，母线电容可以取 0，但实际上为什么还需要母线电容呢这个母线电容要多大呢与单相机的母线电容有什么区别呢最初设计时，本人也没有这个概念，也是请教了一名工程师后，取了经验值，上下各 2300uF 。后来实在不甘心，仔细去设计了一下，发现国内这些产品的母线电容确实取大了（不考虑寿命，仅考虑纹波）。首先来分析一下为什么需要母线电容，母线电容的作用是功率解耦，即当前级功率不足时，母线电容可以提供一部分功率，当前级功率增加时，可将增加的功率暂时储存在母线电容中，这样母线电容就相当于一个缓冲器，不会造成后级功率的突变（电流的突变或大超调），这只是从概念上讲。具体的设计方案呢，应该从稳态时电容电压的纹波着手。理论上电容电压纹波为 0，实际上由于开关管的开通和关断会带来开关频率的纹波，三相开关管带来的就是上电容和下电容同为 150Hz 的纹波，母线电容总体表现出来的纹波为 300Hz 。下图是仿真波形， Ibus 是母线输出电流， Vbus_cap 是上电容的电压， Iqa,b,c 分别是三相桥臂上管的电流波形，可以看出上（下）母线电容的脉动电压为 150Hz ，该母线电容的脉动是由于三相开关管的开关造成的，红色框里三相中有两相开关管开通，蓝色框里有一相开关管开通，该开关管的电流表达式非常容易推得，计算出蓝色框对应的这段时间电容的放电的电荷总量（电流对时间的积分），再除以允许的母线电容电压脉动即可求出需要的母线电容值，如下式解释我的一个工频周期的正弦表有 320 个点，这里计算的是 1/3Ts2/3Ts 这段时间（对应图中蓝色框）的电容充放电的电荷量，因此 53/160 和 107/160 代表的是 1/3 和 2/3;Iin是前级输出电流， Ipeak 是进网电流峰值， Tg 是工频周期， M 是调制比；流过电容的电流等于（ Iin-Iqa-Iqb-Iqc, 对这个电流进行积分就是电荷量，积分就是面积，每个开关周期的电流近似一恒定值，面积近似一矩形，高度就是电流瞬时值，长度就是时间Tg/320*[1-sinn*pi/160]. 这是我自己推导的，感觉应该没什么问题。我搜了很多文献，都没有关于三相逆变器的母线电容的计算根据，有一篇文献指出三相逆变器的母线电容可以取同等条件下单相机的 1/10, 个人觉得理论依据不足。加入设计的母线电容允许脉动为 10V，那么需要的电容值为 1700uF ，其实这个脉动可以允许更大， 20V 也绝对满足要求，这时电容值 850uF。我的仿真结果是按照 1680uF仿真，并且考虑了实际的 ESR 后，脉动为 10V，与理论设计几乎一致。下面是实验结果，与理论分析也很一致绿色为母线电容电压脉动至于三相机和单相机母线电容的设计方法的不同之处，以后有机会再来分享。12 、关于软件保护概念上都说软件保护比硬件保护慢，那么到底软件保护要多长时间那些保护可以用软件实现那些保护必须用硬件实现母线过压保护、前后级过流保护、输入过压保护，这些保护的动作都是关闭驱动信号，其动作周期只需要一个开关周期即可实现，因为程序中 AD 转换结束后，进入 AD 中断的程序执行，在这个执行的过程中要进行保护信号的检测，当检测到保护信号时，立刻封锁驱动，检测保护的周期即是开关周期，也就是说软件保护的最大延时是一个开关周期，这对于上述保护时间上是足够的了。只有短路保护需要硬件强制执行。因为现在 IGBT 的短路容忍能力大概是 610uS ，开关周期大约几十 uS，因此必须硬件保护。下图给出的是软件执行过流保护的过程红色电流过流后，很快就保护了。还有一个问题，保护后立即关断驱动后，电感储存的能量如何释放会不会引起电压尖峰其实驱动关闭后，电感电流会通过反并二极管续流，将能量释放到母线电容中，那会不会充爆母线电容呢我定量计算了一下，满载情况下关闭驱动，电感电流最多需要 3 个开关周期就能下降为 0，电感存储的能量最多使母线电容电压升高3V当然这个升高多少和母线电容的大小也有关系。采用单电感的优点是控制简单，不会出现 LCL 谐振尖峰的问题，一阶系统嘛缺点就是电感值比 LCL 的两个电感之和大点儿。我的建模图不是 LCL 的，就是单 L 的。电感的计算原则有两个，一是电感电流纹波，取 30 峰值电流大小，二是电感压降，满载时电感压降要能够满足最高电网电压时的要求，不要出现过调制的情况。电感值是 3mH 。不加电网电压前馈的满载时电流 THD 是 1.4 。母线电压是 800V ，从两个方面考虑，一方面是 PV 的 MPPT 电压范围（ 270V700V ），另一方面要考虑最高电网电压时，调制比不要超过 0.707 。三相桥的增益，我不太明白您指的这个增益是什么现在这种组串型的逆变器基本拓扑结构就是这样的，只不过前几年都是使用的 I 型三电平。解释基准值是经过锁相环得到的与电网电压同频同相的量，其幅值由母线电压外环的输出得到，并不是幅值为 1；闭环调节的稳态目标是使得反馈电流与基准值完全一样；基准与反馈的误差经过调节器调节后得到调制波，该调制波与三角载波比较得到 SPWM 驱动信号，当基准大小不同时，驱动的占空比也不同。无论是并网还是 PFC，都有这样一个关系，其中 Vg 是电网电压， VAB 是桥臂中点（全桥逆变器为例）输出电压，通过改变占空比改变 VAB 的大小，使其始终满足上式（图中）的相量关系，就能保证并网时的进网电流与电网电压的同相位。以全桥逆变器为例重新画了一张图， Gis是 PI 调节器，误差信号经 PI 调节器调节后得到调制波信号 vc，调制波信号 vc 与三角载波交接得到 spwm 驱动 Dy，其中三角波的传函是 1/Vm, 驱动 Dy 作用逆变器后，得到桥臂中点输出电压 VAN， VAN 减去电网电压得到电感两端电压 VAN-Vg，运用欧姆定律就得到进网电流，这是并网逆变器模型的由来。其中逆变器等效为比例环节 Vdc。请看一下阮新波老师的论文，既有理论深度，又有工程实践意义，优秀科技论文的典范。RuanXB_Full Feedforward of Grid Voltage.pdf再看了楼主的建模分析后，又看了徐德鸿老师的建模书，这里面提到了一个问题，就是在设计出模拟 PI 环节的参数后，要进行离散化处理，而离散化处理就遇到了一个归一化的问题，这个我一直没有搞清楚，因为在写程序的过程中，每个控制量都有自己的量纲，要怎么样归一化处理后，才能使最后 PI 计算出来的结果正好是 SPWM 波的占空比离散化，用 matlab 的 “ c2d“功能，或者简单弄的话，变成 Z 域的 PI 参数 P 不变， I 乘以采样时间。 13、 MPPT 算法跑到 PV 曲线右侧，追踪失败，不能够再次回到 MPP。我的 MPPT 算法是扰动观察法，理论上讲，外界环境稳定的时候，扰动观察法不会出现追踪不到 MPP 的。步长采用 MPP 对应电压的 0.5 时，发现功率点跑到 PV曲线右侧时，不能返回至 MPP。将步长增大至 1 时，可以解决这个问题。定性分析在 PV 曲线右侧，斜率较大，较小的扰动对其功率变化影响较大，如果采样精度不够，采样误差对扰动步长可以相比（在一个数量级），这时可能出现上述情况。具体还没有作定量分析，到底采样误差对扰动步长的选取有何影响，准备作一下定量分析。