双反激式微逆变器系统的控制策略与设计-solarbe文库

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双反激式微逆变器系统的控制策略与设计刘正平袁李伟凯袁程帅鹏（华东交通大学机电工程学院，江西南昌 330013）摘要院针对单级反激式光伏并网微逆变器开关损耗大以及容易产生高频电压尖峰的问题袁研究双级反激式有源钳位变换器遥采用有源钳位电路袁使逆变器在吸收漏感磁能的同时实现零电压开通遥为减小输出电流纹波袁双反激管通过正弦脉宽调制实现交错导通工作模式曰并根据双反激变化器负载可能出现不平衡袁建立微逆变系统等效数学模型和等效电路袁推导硬件设计参数和计算公式遥最后通过软件仿真与样机实验的对比袁验证双反激式逆变器控制原理和元器件设计选择的正确性遥关键词院光伏并网曰交错反激曰有源钳位曰数学建模文献标志码院 A 文章编号院 1674-5124 渊 2015冤 11-0073-05Control strategy and design of grid-connected microinverter based oninterleaved flyback structureLIU Zhengping， LI Weikai， CHENG Shuaipeng（ School of Mechatronics Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）Abstract An interleaved flyback active clamp converter has been developed to solve the largeswitching loss and high-frequency voltage spike of single-stage flyback grid-connectedmicroinverters. This converter can absorb leakage magnetic and realize zero-voltage switching at thesame time. The working mode of interleaved conduction was achieved through pulse widthmodulation to lessen output current ripples. As the load of the converter may be unbalanced， anequivalent mathematical model and equivalent circuit for microinverter system are established todeduce the design parameters and calculation formula of hardware circuit. In the end， the controlprinciple and components of the interleaved flyback active clamp converter were verified correct bycomparing software emulation with prototype experiment.Keywords photovoltaic grid-connected ； interleaved flyback ； active clamp circuit ； mathematicmodeling收稿日期院 2015-02-20 曰收到修改稿日期院 2015-04-02基金项目院江西省教育厅科学技术研究项目渊 07131143 冤作者简介刘正平渊 1963- 冤袁男袁湖南桃江县人袁教授袁硕士袁研究方向为信号分析与故障诊断遥0 引言太阳能光伏发电是新能源产业中的主流发展方向之一遥组串式光伏发电通过电池板串并联方式袁可以有效提高转换效率袁适合日照条件好的电站系统遥但外界环境影响下袁光伏阵列会因为电池板表面的光照强度变化发生故障袁导致转换效率降低遥为了使光电转换效率最大化袁应当使光伏电池在有外界影响的环境下工作在最大功率点的位置 [1]遥并网微逆变系统不同于集中式和组串式系统的架构袁微逆变系统为每个光伏组件配置了在最大功率点位置工作的中国测试CHINA MEASUREMENT TESTVol.41 No.11November， 2015第 41 卷第 11 期2015 年 11 月doi院 10.11857/j.issn.1674-5124.2015.11.017中国测试 2015 年 11 月逆变器袁直接将单个光伏组件输出的直流电逆变成交流电再接入电网遥这种方式提高了光伏系统的发电量以及发电效率袁克服了单个光伏阵列无法进行最大功率点跟踪的弊端袁并且微逆变器的模块化设计使得系统的应用场合更加多元化袁系统的扩展应用更加方便遥文献 [2-4] 探索了多种微逆变器控制电路结构袁其中反激式拓扑结构可以实现初次级电气隔离袁且电路结构简单尧电压调节范围宽遥本文研究的双反激有源钳位微逆变器袁可以有效减小开关管关断时产生的电压尖峰遥引入数字控制逆变器的钳位电路袁可以吸收漏感磁能并且使主开关零电压开通袁降低开关损耗遥1 双反激式微逆变器系统控制原理图 1 为双反激型并网微逆变器控制原理图袁输入为光伏组件遥该系统包括双路反激逆变器尧有源钳位电路尧可控硅全桥逆变电路和网侧 LC 高频滤波电路遥本系统中双路反激变换器采用输入输出并联袁双路主开关管工作相位相差 180毅的交错导通模式遥有源钳位电路可实现高频斩波袁消除漏感磁能遥可控硅全桥逆变电路将初级馒头波电流转换为正弦波电流袁最后通过高频滤波产生的电流与市电网同步遥控制系统的工作原理院在一个高频开关周期内袁主开关管闭合袁辅助开关管关断时袁输出二极管截止袁原边电流线性增大袁变压器初级线圈充能遥当主开关管关断袁辅助开关管闭合时袁钳位电路吸收漏感磁能袁抑制尖峰电压遥次级二极管导通给输出电容充电袁副边释放能量遥并网接入 200 V袁直流端输入 35 V 时袁 0.5A 入网电流下的单路和两路并联交错反激变换器的输出波形对比如图 2 所示遥图 2渊 a冤中单路反激的谐波失真为 6.7袁图 2渊 b冤双路交错反激谐波失真为 4.5遥经验证袁在相同输出条件下袁双路交错反激变换器的高频纹波小袁入网电流质量更高遥2 有源钳位逆变器的控制策略分析有源钳位电路本质上是一种无损耗缓冲器袁钳位电容可以消除漏感尖峰并存储漏感能量遥正确控制主开关和辅助开关的占空比可以降低开关损耗 [5-7] 遥以单管反激变化器为例袁分析有源钳位逆变器的工作原理袁图 3 为单管钳位控制器的拓扑结构遥 Sm是主功率开关管袁Sa为辅助开关管袁Lr是变压器原边漏感袁Lm为变压器初级激励电感袁Cc是钳位电容遥图 4 为系统的工作状态图遥双路钳位电路控制原理如下所述院1 冤模态 1[t0袁 t1] 遥在 Sm闭合时 Sa关断袁 Vin直接接入变压器初级袁原边电流线性增加袁Lr和 Lm存储能量遥-**DRV0IrN颐1LmLrIL rIL m --V ds_SaCCVCI CV inSaSmI SCr-Vds_Sm图 3 单管钳位反激逆变电路图 1 双路反激式有源钳位变换器控制结构UgridL2L1S5S3S6S4D2D1S1S2CdcUin光伏组件图 2 双路反激和单路反激的同相电压电流波形34IgridUgridt/ 渊5ms/格冤渊 b 冤双路并联交错反激渊 a 冤单管反激IgridUgridt/ 渊5ms/格冤3474第 41 卷第 11 期模态 1咱 t0袁 t1暂-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm --V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr-Vds_Sm模态 2咱 t1袁 t2暂-**DRV 0IrN颐1LmLrI LrIL m --Vds_SaCCV CICVinSaSmISCr-V ds_Sm模态 3咱 t2袁 t3暂-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm --V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr-Vds_Sm模态 5咱 t4袁 t5暂-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm--V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr-Vds_Sm模态 4咱 t3袁 t4暂-**DRV0IrN颐1LmL rILrILm--Vds_SaCCV CI CV inSaSmISCr-V ds_Sm模态 6咱 t5袁 t6暂-**DRV0I rN颐1LmLrILrILm --Vds_SaCCV CI CV inSaSmI SCr-V ds_Sm模态 7咱 t6袁 t7暂-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm --V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr-Vds_Sm图 4 系统的工作状态图2 冤模态 2[t1袁 t2] 遥在 t1时刻 Sm关断袁Lr和 Cr谐振袁t2时刻主功率开关管电压线性上升至 VinVc遥3 冤模态 3[t 2袁 t3] 遥Sa上并联的二极管导通遥由于 Cc远大于 Cr尧L m尧C c谐振袁Cc开始充电袁消除尖峰电压遥 Ic从峰值处下降袁初级线圈原边电压也开始线性下降遥4 冤模态 4[t3袁 t4] 遥 t3 时刻 DR 导通袁变压器原边电压被钳位在 - NV0袁L r和 Cc继续谐振袁 Ic继续下降遥5 冤模态 5[t4袁 t5] 遥 t4时刻变压器初级线圈电压反刘正平等双反激式微逆变器系统的控制策略与设计 75中国测试 2015 年 11 月向钳位袁Cc开始释放能量遥变压器反向励磁袁 Ic电流反向袁在 Ic反向之前开通 Sa可实现零电压开通袁 ILr受 Lr的影响呈现正弦规律变化遥直至 ILr减小到零袁副边 DR实现零电流关断遥6 冤模态 6[t5袁 t6] 遥t5时刻 Sa关断袁Lr和 Lm与 Cr进行谐振遥Cr因为反向励磁开始释放能量袁 t6时刻 Cr放完电遥7 冤模态 7[t6袁 t7] 遥Sm的体二极管优先导通袁Sm在励磁电流回零之前闭合袁实现零电压开通袁完成一个控制周期遥3 系统参数设计当光伏电池受外界环境的影响时袁接入逆变器的输入电压会在一定的范围内变化袁反激逆变器需要将波动范围内的光伏输入电压逆变为整流的高电压遥为了将正弦电流馈送到电网袁整流输出的瞬时电压应该大于电网的瞬时电压 [8]遥3.1 反激变压器设计反激变压器实际是一种动态电路元件袁兼具存储能量尧改变电压尧传递能量的作用遥铁氧体材料有频率响应高尧阻抗高尧响应频率范围宽尧转换损耗低的特点 [9-10]遥变压器设计材料采用铁氧体袁设计的基础方法是面积乘积法袁设计要求是能将最小输入电压提升至电网峰值电压遥样机的具体参数如下院光伏电压输入范围 25耀 45V尧整流输出的电压范围140 耀 240V/50 Hz 尧最大输出功率 210 W 尧开关频率172 kHz 遥变压器的磁芯设计应考虑到材料的频率尧最大磁通密度尧磁芯损耗遥相关材料因数如表 1 所示遥磁芯损耗密度通常选择为 250 mW/cm3袁因为磁通密度接近饱和时袁磁芯在此频率下会产生过大的温升袁所以计算出的最大磁通密度必须限制在饱和密度的一半遥最大磁通密度的计算方法如下式所示院BmaxPla窑 f1 000蓸蔀c晌尚上上上上上上上上裳捎梢梢梢梢梢梢梢梢1d1500.036窑 172 0001 000蓸蔀1.64晌尚上上上上上上上上裳捎梢梢梢梢梢梢梢梢12.68960 G 渊 1 冤其中 Pla窑 fc窑 Bdmax 袁 Pl使用的参考因数见表 1遥采用面积乘积法计算得到磁芯的正确尺寸袁该方法由磁链公式推导得出袁表示磁芯的功率处理能力袁如下式所示院WaAc 108窑 PomaxKt窑驻 B窑 f窑 J 108伊 1900.254 伊 960 伊 172000 伊 4001.15 cm4渊 2 冤式中院 J要要要绕组电流密度的估计值袁约为 400A/cm 2曰Pomax要要要最大输出功率袁为 190W 曰驻 B 要要要 Bmax 磁芯激励遥选定磁芯的面积乘积必须大于计算值袁使用下式可计算变压器初级线圈匝数院Np 108窑 Vinmin窑 1f蓸蔀窑 Dmax驻 B窑 Ac 108伊 25 伊1172 000蓸蔀960 伊 1.68抑5 渊 3 冤市电峰值电压是 370 V袁逆变器输入最小电压为25 V 遥以最大占空比为 60的 PWM 工作模式遥反激转换器的输入电压与输出电压之间的关系由下式表达院Vrectified Vinmin窑 N窑 Dutymax渊 1- Dutymax冤渊 4 冤式中院 Vrectified 要要要逆变器输出电压袁取最大值 370V 曰Vinmin 要要要最小输出电压袁取 25 V 曰N 要要要变压器匝数比曰Dutymax要要要最大占空比袁取 0.6 遥可解的匝数比 N 11袁次级匝数 Ns Np窑 N 5 伊1155 遥3.2 钳位电容设计根据钳位电路控制原理袁要满足主开关管的零电压开通袁Lr的储能应大于 Cr储存的能量遥一般把钳位电容上的电压脉动控制在 510袁这时钳位电容上的电压变化范围小袁可以当作恒定值遥根据下式计算钳位电容大小院Cc 逸I LkTa2Vc窑 ripple 渊 5 冤式中院 IL k要要在满载条件下最大占空比处的电流峰值曰Ta要要要辅助开关管闭合时间间断值遥漏感和钳位电容的谐振周期应该要远大于辅助开关管闭合时间袁一般至少大 5 倍袁所以可得下式院材料频率 a 段 b段 c段N87 袁 R袁 35G袁 3C90f臆 100kHz 0.074 1.43 2.85100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.036 1.64 2.68f逸 500kHz 0.014 1.84 2.28N72 袁 45G袁 P袁 3C85f臆 100kHz 0.158 1.36 2.86100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.043 1.63 2.62f逸 500kHz 7.36 伊 10-7 3.47 2.54N41 袁 3C81袁 25G袁 Ff臆 10kHz 0.790 1.06 2.8510 kHz 臆f臆 100kHz 0.071 7 1.72 2.66100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.057 3 1.66 2.68f逸 500kHz 0.012 6 1.88 2.29表 1 磁芯材料的损耗因数76第 41 卷第 11 期渊 a 冤实验波形图31V dsV gst/ 渊 2.5 滋 s/格冤渊 b 冤渊 a 冤图放大波形图V dsV gs31t/ 渊 2.5 滋 s/格冤零电压开通图 6 双反激式系统开关电路实验波形图V IpVdsVgs_Sw V gs_Sa1234t/ 渊 2.5 滋 s/格冤渊 b 冤 1 袁2通道合并波形渊 a 冤4通道波形V IpV dsV gs_SwVgs_Sat/ 渊 2.5 滋 s/格冤1234图 5 双反激式变换器软开关电路仿真波形2 仔 L pCc姨逸 5Ta 渊 6 冤钳位电容采用 4.7nF袁用铁氧体磁芯绕制的线圈参数为 Lp23 滋 H 袁线圈漏感为 0.7滋 H 遥主开关管闭合前死区时间设置 1.25 滋 s袁辅助开关管导通前的死区时间为 800 ns袁图 5 显示有源钳位电路仿真波形袁实现了开关管零电压开通遥3.3 逆变器开关管设计MOSFET 相对于 IGBT 袁在轻载时有更低的导通降压以及良好的动态特性遥开关管选用 MOSFET袁必须参考 MOSFET 的 4 个主要因素院最大击穿电压尧连续电流尧峰值电流尧封装热性能 [11]遥1 冤最大击穿电压 Vds遥最大击穿电压可由下式表达院Vds Vin V reflected Vleakage 渊 7 冤式中院 Vds要要要 MOSFET 漏源极的电压差值曰Vin 45 V 要要要输入电压曰V reflected370/1134 V 要要要变压器原边输出的反射电压曰Vleakage要要要变压器初级漏感峰值电压遥在满负荷状态下峰值为 40 V袁所以 Vds119 V 遥2 冤连续电流遥反激变换器开关管通过正弦脉宽调制控制占空比袁其电流呈现相应的规律变化遥在输入电流取最小值时袁其最大输入电流平均值 9A袁输入电流的最大值为 9/Dutymax14.5 A 遥3 冤峰值电流遥正弦调制电流的最大值为 2姨伊14.5 抑 20.5A 遥 MOSFET 导通时会出现峰 - 峰纹波电流遥通常取峰 - 峰纹波电流等于最大电流的 20袁可计算得流过开关管最大峰值电流为 24.6 A遥4 冤封装热性能遥应选用低导通电阻的 MOSFET 袁同时选取的 MOSFET 要满足开关管的开关频率袁栅极处的电荷总量应该低于 120nC遥基于以上 4 个因素袁选定漏源极最大压降为150 V 袁栅极电荷总量最大值 110 nC 袁最大导通电流为 83 A 的 IRFS4321 遥3.4 SCR 全桥逆变电路设计与损耗分析输入电压 /电流经全桥逆变电路整流后逆变为正弦规律变化的电压 /电流遥 SCR 中并入的最大电网电压为 370V遥全桥电路中使用的驱动管是 MOC3052袁晶闸管是 S8016N袁其正向额定电流为 16 A袁反向阻断电压为 800V遥SCR 中晶闸管 T1T 4 频率工作范围 4555 kHz袁且开关电路工作模式为零电压开通袁零电流关断袁所以开关损耗不计入袁只有导通损耗遥满载时 T1T4的总体最大损耗约为 3.02 W袁驱动管 MOC3052 最大损耗约为 0.37 W袁导通损耗约为 0.15W遥所以 SCR 全桥电路在满载时总体功率损耗为 3.64 W遥刘正平等双反激式微逆变器系统的控制策略与设计渊下转第 92 页冤77中国测试 2015 年 11 月4 结束语为验证上述双路交错反激式系统控制的方案袁设计了基于 DSP2812 控制的 210 W 微逆变器样机遥图 6 为双反激软开关电路实验波形图遥图中 Vds表示Sm的漏源电压袁 Vgs表示 Sm驱动电压袁由图 6渊 b冤可知在 Vgs驱动 Sm开通时袁 Vds趋近于零袁Sm满足零电压开通遥在 Vgs控制 Sm关断时袁 Vds上升较慢袁可基本满足零电压关断遥图 7 为光伏输入 45 V 时袁双路交错并联反激型微逆变器的稳态工作波形遥由图中可知双路交错式反激变换器输出的电流 /电压和电网电流 /电压同频袁满足正弦规律变化袁实现了并网发电的功能遥参考文献[1] 张立文袁张聚伟袁田葳袁等 . 太阳能光伏发电技术及其应用[J]. 应用能源技术袁 2010 渊 3 冤院 4-8.[2] 张兴袁曹仁贤 . 太阳能光伏并网发电及逆变控制 [M]. 北京院机械工业出版社袁 2011院 56-63.[3] Li Z 袁 Kai S 袁 Lanlan F 袁 et al. 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